Kaynak akımının inverter kaynağı. Elektromanyetik elemanların onarımı ve hesaplanmasında deneyim. Radyo elektroniği ve elektrik mühendisliği ansiklopedisi

Radyo elektroniği ve elektrik mühendisliği ansiklopedisi / Kaynak ekipmanı

 makale yorumları

Инверторные источники сварочного тока (ИИСТ), иногда не совсем правильно называемые высокочастотными, имеют явные преимущества перед классическими трансформаторными (меньшие масса и объем, превосходные нагрузочные характеристики), но не получили у нас широкого распространения. Вероятнее всего, из-за высокой, недоступной большинству потенциальных потребителей, стоимости.

Многие радиолюбители пытаются самостоятельно изготовить ИИСТ. Однако и на этом пути возникают значительные трудности, в первую очередь, связанные с отсутствием опыта разработки энергонапряженных устройств, в которых значения тока и напряжения выходят далеко за привычные пределы.

Автор делится опытом ремонта ИИСТ промышленного изготовления, потребовавшего подбора вышедшим из строя силовым элементам и довольно значительных изменений в схеме. Приводится методика расчета основных электромагнитных элементов ИИСТ.

В один прекрасный момент в мои руки попал неисправный сварочный аппарат RytmArc фирмы Castolin Eutectic, выпущенный в 1988 г. Бывший хозяин, уже не веря, что прибор можно отремонтировать, отдал его на запчасти. При осмотре аппарата выяснилось, что этот типичный представитель семейства ориентированных на бытовое применение однофазных ИИСТ малой мощности выполнен по типичной для аппаратов такого класса схеме однотактного прямоходового полумостового инвертора и предназначен для ручной электросварки постоянным током 5... 140 А при относительной продолжительности сварки до 100 % цикла сварка/пауза.

В исходном варианте инвертор был построен на мощных высоковольтных биполярных составных транзисторах ESM2953, которые и вышли из строя. Неисправными также оказались несколько транзисторов меньшей мощности, а некоторые детали просто отсутствовали.

В такой ситуации наиболее оправданным показалось решение купить новые транзисторы и заменить ими сгоревшие. Однако торговая фирма, в которой нашлись нужные транзисторы, предложила их по цене 65 долл. США за штуку при условии покупки целой упаковки - 50 штук. Естественно, этот вариант не прошел, и пришлось искать альтернативу. Выбор пал на биполярные транзисторы с изолированным затвором (Insulated Gate Bipolar Transistors - IGBT [1]) IRG4PC50U, которые свободно продавали в розницу по цене 14 долл. США за штуку.

В отличие от ESM2953, коллектор транзистора IRG4PC50U электрически соединен с его теплоотводящим основанием. Поэтому было решено, установив каждый IGBT на алюминиевую пластину размерами 30x25x4 мм, прижать последние к основному теплоотводу через слюдяные прокладки толщиной 0,5 мм. Так как слюды необходимой толщины в наличии не было, прокладки набраны из нескольких слоев более тонкой, "склеенных" теплопроводной пастой.

Чтобы запустить ИИСТ, потребовалось разработать и изготовить новый драйвер для управления IGBT и утерянный таймер ограничителя тока зарядки конденсатора фильтра сетевого выпрямителя. Плата блока управления, к счастью, ремонта не потребовала. Восстановленный аппарат безотказно функционирует уже более четырех лет.

Схема ИИСТ после ремонта приведена на рис. 1, а его внешний вид со снятой крышкой - на рис, 2, где отмечены основные элементы. Ввиду отсутствия заводской документации позиционные обозначения элементов с "фирменными" не совпадают.

(büyütmek için tıklayın)

Использованные в данном ИИСТ технические решения типичны для приборов такого класса. Тем, кто собирается ремонтировать или даже самостоятельно конструировать подобные приборы, полезно ознакомиться с его устройством подробнее.

При замыкании выключателя SA1 переменное напряжение 220В, 50Гц поступает на первичную обмотку трансформатора Т1, питающего все электронные узлы ИИСТ (кроме собственно инвертора), а через ограничивающий начальный бросок тока резистор R1 - на выпрямитель из двух соединенных параллельно диодных мостов VD1 и VD2.

Пульсации выпрямленного напряжения сглаживает оксидный конденсатор С2. По истечении требующейся для полной зарядки этого конденсатора приблизительно 1 с срабатывает таймер (его схема показана на рис. 3) и замкнувшиеся контакты реле К1.1 шунтируют резистор R1, исключая последний из цепи потребляемого от сети тока и устраняя таким образом бесполезную потерю энергии.

Фактически в ИИСТ в качестве К1 установлены два одинаковых реле, обмотки и контакты которых соединены параллельно. Еще одно реле К2 по сигналам, поступающим с платы блока управления, включает и выключает вентилятор М1. Датчиком температуры служит укрепленный на теплоотводе мощных транзисторов преобразователь температура-ток ВК1.

Инвертор на IGBT VT1 и VT2 преобразует выпрямленное сетевое напряжение в импульсное частотой приблизительно 30 кГц. Трансформатор ТЗ обеспечивает гальваническую развязку между сварочной цепью и сетью. Его коэффициент трансформации выбран таким, что амплитуда импульсов на вторичной обмотке вдвое больше заданного напряжения холостого хода ИИСТ. Подробно о принципе действия однотактного полумостового инвертора можно прочитать, например, в [2, 3].

Трансформатор тока Т2 включен последовательно в цепь первичной обмотки трансформатора ТЗ и предназначен для контроля протекающего здесь тока.

В высокочастотных импульсных инверторах индуктивности намагничивания и рассеяния трансформаторов вместе с паразитной индуктивностью монтажа накапливают значительную реактивную энергию. Превращение ее в тепло привело бы к значительному снижению КПД устройства. Поэтому, применяя специальные схемные решения, накопленную энергию стараются передать в нагрузку или рекуперировать - возвратить в источник питания.

В моменты изменения состояния силовых ключей каждая индуктивность, в том числе паразитная, становится источником импульсов напряжения самоиндукции, зачастую опасной для элементов преобразователя величины. Для уменьшения амплитуды этих импульсов предназначены демпфирующие RC-цепи с диодами и без них. Чтобы уменьшить вредную для работы ИИСТ индуктивность рассеяния, желательно применять трансформаторы с тороидальными магнитопроводами, а детально продуманная компановка аппарата уменьшает индуктивность монтажа.

Напряжение вторичной обмотки трансформатора ТЗ выпрямляет однополупериодный выпрямитель на диодах, находящихся в четырех диодных сборках VD7-VD10 (по два диода в каждой). Дроссель L1, включенный последовательно в сварочную цепь, сглаживает выпрямленный ток.

Блок управления генерирует открывающие IGBT инвертора импульсы, регулируя их скважность таким образом, чтобы внешняя нагрузочная характеристика ИИСТ соответствовала необходимой для высококачественной электросварки. На входы контроллера поступают сигналы обратной связи по напряжению (с выхода выпрямителя) и по току (со вторичной обмотки трансформатора тока Т2). Переменным резистором R2 регулируют сварочный ток.

На рис. 4 показана схема драйвера, усиливающего вырабатываемые блоком управления импульсы до амплитуды, необходимой для управления IGBT VT1 и VT2. Он разработан взамен драйвера, управлявшего биполярными транзисторами, установленными в ИИСТ до ремонта.

Трансформатор Т1 изолирует входные цепи двух идентичных каналов драйвера от блока управления и друг от друга. В данном случае трансформатор как изолирующий элемент имеет неоспоримое преимущество перед оптроном, так как при правильном выборе параметров автоматически ограничивает длительность поступающих на затворы IGBT импульсов величиной, при которой еще не входит в насыщение магнитопровод силового трансформатора ТЗ (см. рис. 1). Вторичные обмотки II и III изолирующего трансформатора подключены таким образом, что каналы работают синфазно, что и требуется для правильной работы однотактного инвертора.

Рассмотрим работу одного из каналов - верхнего по схеме.

Импульсы с обмотки II трансформатора Т1 через резистор R1 поступают на вход формирователя, собранного на микросхеме DD1. Усилитель мощности на транзисторах VT1 и VT2 обеспечивает быструю зарядку и разрядку характерной для IGBT довольно значительной емкости между затвором и эмиттером. Резистор R9 предотвращает колебательный процесс в контуре, образованном индуктивностью соединительного провода и входной емкостью IGBT.

Выпрямитель и стабилизатор напряжения питания собраны на диодном мосте VD1 и микросхеме DA1. Переменное напряжение на выпрямитель поступает от отдельной изолированной вторичной обмотки трансформатора Т1 (см. рис. 1). При изготовлении драйвера следует обращать особое внимание на качество изоляции между его каналами. Она должна выдерживать напряжение, превышающее удвоенную амплитуду сетевого.

Приступая к самостоятельной разработке ИИСТ, приходится столкнуться с множеством вопросов, которые при ремонте даже не возникают - все они уже так или иначе решены разработчиками и изготовителем.

Наибольшие сложности связаны с выбором полупроводниковых приборов, коммутирующих большой ток при сравнительно высоком напряжении. Очень важен правильный выбор схемы инвертора, расчет и конструирование его электромагнитных элементов.

При отсутствии опыта разработки разумно стремиться к повторению "обкатанных" решений.

Проблема усложняется тем, что практически отсутствует литература, в которой можно найти готовые проверенные методики проектирования ИИСТ. В [3], например, изложение настолько лаконично, что имеющиеся там расчеты практически невозможно распространить на специфические задачи разработки сварочного источника.

В приводимом далее материале выводы расчетных соотношений изложены довольно подробно. По мнению автора, это позволит радиолюбителям глубже понять происходящие в электромагнитных компонентах ИИСТ процессы и при необходимости скорректировать изложенную методику.

В условиях такой резко перемен ной нагрузки, как сварочная дуга, однотактный прямоходовой полумостовой инвертор выгодно отличается от других. Он не требует симметрирования, не подвержен такой болезни, как сквозные токи, ему достаточно сравнительно простого узла управления. В отличие от обратноходового инвертора, форма тока в элементах которого треугольная, в прямоходовом она прямоугольная. Поэтому при одном и том же токе нагрузки амплитуда импульсов тока в прямоходовом инверторе почти в два раза меньше.

РАСЧЕТ СИЛОВОГО ТРАНСФОРМАТОРА

Общая особенность всех однотактных инверторов - работа с односторонним намагничиванием магнитопроводов силовых трансформаторов. При изменении напряженности магнитного поля от нулевой до максимальной и обратно магнитная индукция В изменяется в интервале от максимальной Вm до остаточной Вr.

На рис. 5 изображена упрощенная схема однотактного прямоходового полумостового инвертора.

Когда транзисторы VT1 и VT2 открыты, энергия первичного источника напряжения через трансформатор Т1 передается в нагрузку. Магнитопровод трансформатора намагничивается в прямом направлении (участок 1-2 на рис. 6). После закрывания транзисторов ток в нагрузке поддерживает энергия, запасенная дросселем L1. При этом цепь замыкается через диод VD4. Под действием ЭДС самоиндукции обмотки I открыты диоды VD1 и VD2, через них течет ток размагничивания магнитопровода (участок 2-1 на рис. 6).

Индукция в магнитопроводе изменяется всего на ΔВ1= Bm-Br1, что значительно меньше возможной в двухтактном инверторе величины 2Вm. Однако при нулевой напряженности поля индукция будет равна Вr1 только в магнитопроводе, не имеющем немагнитного зазора. Последний уменьшит остаточную индукцию до величины Вr2. Из [4] следует, что новое значение остаточной индукции соответствует точке пересечения исходной кривой намагничивания с прямой линией, проведенной из начала координат под углом Θ:

где μ0 - абсолютная магнитная проницаемость (отношение магнитной индукции к напряженности магнитного поля в вакууме, физическая константа, равная 4π-10-7 Гн/м); lc - средняя длина магнитной силовой линии; δ - длина немагнитного зазора. В результате введения зазора длиной δ размах индукции в магнитопроводе возрастет до ΔВ2=Вm-Br2.

Наша промышленность магнитопроводы специально для ИИСТ не выпускает. Чтобы изготовить силовой трансформатор инвертора, можно воспользоваться магнитопроводами, предназначенными для телевизионных строчных трансформаторов. Например, магнитопровод ПК40х18 от трансформатора ТВС-90ЛЦ2 (применялся в телевизорах УЛПЦТ) имеет сечение 2,2 см2, площадь окна 14,4 см2 и среднюю длину магнитной силовой линии 200 мм. Он изготовлен из марганцево-цинкового феррита М3000НМС1, предназначенного для работы в сильных магнитных полях, о чем говорит индекс С в обозначении [5], и имеет следующие параметры петли гистерезиса: Bs=0,45 Тл (при Н=800 А/м), Вт=0,33 Тл (при Н=100 А/м и Т=60 °С), Вг=0,1 Тл, Нс=12А/м. В условиях одностороннего намагничивания размах индукции в этом магнитопроводе, собранном без зазора, не превысит 0,23 Тл.

Зададимся целью с помощью немагнитного зазора уменьшить остаточную индукцию до 0,03 Тл, что позволит увеличить размах индукции до 0,3 Тл. Считая зависимость B=f(H) при изменении напряженности поля от -Нс до нуля практически линейной, найдем изменение индукции на участке от 0 до Вr2. Для этого проведем горизонтальную линию на уровне Br2 до пересечения с кривой намагничивания и найдем отрицательную напряженность поля в магнитопроводе -H1=8,4 А/м, соответствующую данной индукции. В нашем случае

Из (1) найдем длину немагнитного зазора:

Напряженность поля в зазоре при максимальной индукции Вm=0,ЗЗТл

Ампер-витки намагничивания магнитопровода

В режиме холостого хода входное напряжение инвертора (U1, см. рис. 5) равно амплитудному значению сетевого (310 В). С учетом падения напряжения на ключевых транзисторах и активном сопротивлении обмотки можно считать, что к первичной обмотке трансформатора приложено напряжение 300 В. Выходное напряжение холостого хода источника в режиме холостого хода должно составить 50 В.

Расчет произведем для случая, когда длительность импульса равна половине периода, что соответствует максимальному размаху индукции в магнитопроводе. В этих условиях необходима амплитуда импульсов вторичного напряжения 100 В (в два раза больше требуемого значения напряжения холостого хода). Поэтому коэффициент трансформации силового трансформатора должен быть равен

Следует оговориться, что здесь не учтено влияние индуктивности рассеяния обмоток трансформатора. Ее наличие приводит к большему по сравнению с расчетным значению напряжения холостого хода.

Эффективное значение тока вторичной обмотки, имеющего форму прямоугольных импульсов, связано со средним, равным сварочному току iCB, соотношением

где λ - отношение длительности импульсов к периоду их повторения (коэффициент заполнения). При iCB = 140 А и λ = 0,5

Эффективное значение тока первичной обмотки (без учета тока намагничивания)

Амплитуда импульса тока нагрузки в первичной обмотке

На частоте 30 кГц потерями энергии в ферритовом магнитопроводе можно пренебречь. Потери же в обмоточных проводах с ростом частоты увеличиваются за счет вытеснения тока к поверхности проводника, что приводит к уменьшению его эффективного сечения. Это явление называют поверхностным или скин-эффектом. Проявляется он тем сильнее, чем выше частота и больше диаметр пррвода. Чтобы уменьшить потери, применяют многожильный провод из тонких изолированных проводников - литцендрат. Для работы на частоте 30 кГц диаметр каждого из них не должен превышать 0,7 мм [3].

ЭДС одного витка вычисляют по формуле

где dФ/dt - скорость изменения магнитного потока, сцепленного с витком; ΔВ - размах индукции в магнитопроводе, Тл; Sc - сечение магнитопровода, см2; tM - длительность импульса, с; f - частота следования импульсов, Гц.

Число витков, умещающихся в окне магнитопровода, можно найти по формуле

где S0 - площадь окна, см2; - коэффициент его заполнения проводом (примем равным 0,25); iэфф - эффективное значение тока; J - плотность тока в обмоточном проводе, А/мм2.

Для определения параметров магнитопровода введем условную величину, равную произведению амплитуды напряжения на обмотке на действующее значение текущего по ней тока. Так как она имеет размерность мощности, назовем ее условной мощностью

Bizim durumumuzda

Примем плотность тока в обмотках трансформатора J = 4 А/мм2, размах индукции в магнитопроводе ΔВ = 0,3 Тл и из (2) найдем

Нужный для рассчитываемого трансформатора Ш-образный магнитопровод можно собрать из четырех ПК40х18, как показано на рис. 7.

Получим магнитопровод с Sc=8,8 см2, So-14,4cm2, ScS0=126,7cm4. Найдем для него ЭДС одного витка

Число витков первичной обмотки

Выберем его равным 21 - ближайшему большему целому числу, кратному коэффициенту трансформации (Ктр=3). Число витков вторичной обмотки

Форма тока в первичной обмотке силового трансформатора изображена на рис. 8.

Амплитуда ее намагничивающей составляющей равна

Максимальное значение тока транзисторных ключей и первичной обмотки

Для точного вычисления эффективного значения тока первичной обмотки придется обратиться к интегральному исчислению:

Точный расчет дает 33,67 А, что отличается от ранее вычисленного без учета тока намагничивания значения (33,3 А) всего на 1 %.

Сечение проводов обмоток:

При намотке литцендратом, набранным из изолированных проводов диаметром 0,55 мм, для первичной обмотки потребуется пучок из 36, а для вторичной - из 105 проводов.

Намотка трансформатора литцендратом требует некоторого опыта. Прежде всего необходимо заготовить литцендрат. Для этого на расстоянии, немного большем требующейся его длины, закрепляют два крючка, роль которых с успехом могут выполнить дверные ручки. Между крючками натягивают необходимое число проводов. С помощью ручной дрели или коловорота жгут свивают, периодически слегка встряхивая, чтобы провода в нем распределились равномерно. Готовый жгут обматывают по всей длине с небольшим перекрытием полосой тонкой хлопчатобумажной ткани шириной 8... 10 мм.

Обмотки наматывают на деревянную оправку, повторяющую форму керна магнитопровода с небольшим запасом, чтобы готовая катушка свободно "села" на предназначенное ей место. Оправку снабжают съемными щечками, расстояние между которыми на 2...3 мм меньше высоты окна магнитопровода.

Перед намоткой на оправку укладывают отрезки киперной ленты, которыми впоследствии стягивают готовую катушку. Обмотки располагают в обычном порядке: первичная, на ней - вторичная. Между ними необходима изоляция - слой электрокартона толщиной 0,5 мм. Катушке придают форму, соответствующую конфигурации окна магнитопровода, затем пропитывают лаком.

Выводы обмоток необходимо снабдить латунными наконечниками. При заделке в них литцендрата обратите особое внимание, чтобы концы всех составляющих его проводов были зачищены от изоляции, облужены и надежно припаяны к наконечникам.

Расчет дросселя фильтра сварочного тока

Дроссель L1 (см. рис. 1 и 5) сглаживает сварочный ток. За время действия импульса вторичного напряжения ток в нем линейно нарастает. Во время паузы между импульсами - линейно спадает. Амплитуда пульсации тока в первом приближении не зависит от его среднего значения - сварочного тока. При минимальном значении последнего ток в дросселе и в сварочной цепи к концу периода спадает до нуля. Именно такая ситуация показана на рис. 9.

Дальнейшее уменьшение среднего значения тока ведет к нарушению непрерывности его протекания - в течение некоторой части периода ток равен нулю, что приводит к неустойчивости и гашению дуги.

Соотношение между амплитудным и средним значениями тока треугольной формы найдем из условия равенства площадей треугольника, образованного кривой тока и осью времени, и прямоугольника высотой icp, построенного на той же оси (на рисунке заштрихован). Длина оснований обеих фигур равна периоду колебаний. Таким образом,

При минимальном сварочном токе iсв. мин=5 А падение напряжения на дуге Uд. мин можно считать равным 18 В [6]. Учитывая, что

найдем минимально необходимую индуктивность дросселя

Обмотка дросселя должна выдерживать максимальный сварочный ток icв. макс. Приняв, как и для трансформатора, коэффициент заполнения окна kо=0,25 и плотность тока J=4 А/мм2, определим максимально возможное число витков обмотки дросселя

Зная сечение магнитопровода Sc и коэффициент его заполнения сталью kс, можно для заданной индукции В в магнитопроводе определить потокосцепление обмотки дросселя

Подставив сюда (4), получим

Verilen

найдем индуктивность дросселя

и произведение SCSo для его магнитопровода

Во избежание насыщения магнитопровод должен иметь немагнитный зазор, благодаря которому индукция изменяется от почти нулевой до Вт. Считая, что магнитопровод дросселя идеален и все ампер-витки обмотки приложены к немагнитному зазору, определим длину последнего б, мм:

nereden

Из (5), (6) и (9) получим формулу для расчета фактической индуктивности дросселя:

Так как при сварочном токе, большем минимального, амплитуда пульсаций магнитного потока в магнитопроводе дросселя незначительна по сравнению с его средним значением, магнитопровод обычно делают из электротехнической стали, для которой максимальная индукция Вm-1 Тл. Приняв коэффициент заполнения сечения сталью kс=0,9, из (7) найдем

Выберем для дросселя стандартный ленточный магнитопровод ШЛ25х32 с Sckc=6,56 см2, So=16 см2 и SCSo=125 см4. Пользуясь формулой (4), определим число витков

По формуле (8) вычислим длину немагнитного зазора

Такой зазор обеспечат две немагнитные прокладки толщиной 1 мм, установленные между торцами половин магнитопровода.

Сечение провода обмотки дросселя

Провод может быть цельным или набранным из 147 проводов диаметром 0,55 мм.

По формуле (10) проверим результирующую индуктивность дросселя

Она превышает рассчитанное выше минимальное значение.

Расчет трансформатора тока

На рис. 10 показана схема узла формирования сигнала обратной связи по току.

Первичной обмоткой трансформатора тока Т2 служит латунная шпилька диаметром 8... 10 мм, соединяющая выход инвертора с силовым трансформатором ТЗ (рис. 1). "Пронизывая" плату управления, шпилька проходит сквозь окно установленного там магнитопровода трансформатора Т2. Намотанная на магнитопроводе вторичная обмотка состоит из десяти витков, так что коэффициент трансформации КТ2=0,1.

Во время прямого хода инвертора ток вторичной обмотки трансформатора Т2 протекает через диод VD2 и шунт из шести соединенных параллельно резисторов R3-R8 по 2,2 Ом каждый. С шунта сигнал обратной связи по току поступает в узел управления, где используется для формирования крутопадающей нагрузочной характеристики ИИСТ и для защиты устройства от токовых перегрузок.

Во время обратного хода полярность напряжения на вторичной обмотке трансформатора Т2 закрывающая для диода VD2 и открывающая для VD1. Последний открыт, и ток размагничивания магнитопровода трансформатора протекает через параллельно соединенные резисторы R1, R2. Так как их общее сопротивление больше, чем аналогичное резисторов R3-R8, магнитопровод за время обратного хода гарантировано успевает размагнититься.

Эффективное значение тока вторичной обмотки трансформатора Т2

Приняв плотность тока во вторичной обмотке трансформатора тока J=5 А/мм2, диаметр ее провода найдем по формуле

На частоте 30 кГц не рекомендуется применять провод диаметром более 0,7 мм, поэтому обмотку намотаем литцендратом из трех проводов диаметром 0,55 мм.

Так как цепи управления потребляют незначительную мощность, магнитопровод для трансформатора Т2 выбирают из конструктивных соображений, главное из которых - диаметр шпильки, образующей первичную обмотку. Подойдет кольцевой ферритовый с отверстием диаметром не менее 12... 14 мм, например, К32х 16x8 из феррита 2000НМ1. Диаметр его отверстия - 16 мм, площадь сечения - 0,64 см2. При одностороннем намагничивании размах индукции в этом магнитопроводе не должен превышать 0,1 Тл. Проверим соблюдение этого условия:

где UVD2 - прямое падение напряжения на диоде VD2; W2 - число витков вторичной обмотки; Sc - сечение магнитопровода; R - сопротивление шунта (R3-R8). Так как размах индукции не превышает допустимого, магнитопровод выбран правильно.

РАСЧЕТ ТРАНСФОРМАТОРА ГАЛЬВАНИЧЕСКОЙ РАЗВЯЗКИ

На рис. 11 изображена схема формирователя импульсов, управляющих драйверами IGBT выходного каскада инвертора. Пять параллельно соединенных элементов микросхемы DD1 с открытым коллектором служат для усиления мощности управляющих импульсов. Резистор R3 ограничивает ток намагничивания трансформатора Т1, цепь размагничивания последнего образуют конденсатор C3, диод VD2 и стабилитрон VD1.

Вторичные обмотки трансформатора Т1 нагружены входами ТТЛ-элементов через резисторы сопротивлением 470 Ом (см. рис. 4), поэтому амплитуда снимаемых с обмоток импульсов должна составлять 5 В при токе приблизительно 10 мА. Так как амплитуда импульсов на первичной обмотке равна 15 В, необходимое значение коэффициента трансформации - 3. Амплитуда импульса тока первичной обмотки составит

При столь малом токе расчет диаметра провода обмоток можно не производить, он дает значения, не превышающие 0,1 мм. Провод выберем исходя из конструктивных соображений диаметром 0,35 мм.

Условная мощность трансформатора Т1

По формуле (3) найдем

Коэффициент заполнения окна магнитопровода ko принят равным 0,05 исходя из необходимости обеспечить хорошую межобмоточную изоляцию.

Выберем для трансформатора Т1 кольцевой магнитопровод К16x10x3 из феррита 2000НМ1, у которого Sc=0,09 см2, So=0,785 см2, ScSo=0,07 см4.

ЭДС одного витка, намотанного на этом магнитопроводе:

Число витков первичной и вторичных обмоток:

KONTROL BİRİMİ

Блок управления (БУ) генерирует импульсы, через драйвер (см. рис. 4) управляющие транзисторами прямоходового однотактного инвертора. Регулируют и поддерживают установленные значения сварочного тока, формируя при этом оптимальную для сварки падающую внешнюю нагрузочную характеристику ИИСТ, за счет широтно-импульсной модуляции (ШИМ) - изменения коэффициента заполнения импульсов. В описываемом БУ реализованы также функции защиты источника и его элементов от перегрева и перегрузок, возникающих в условиях резко изменяющейся нагрузки.

Основа БУ - ШИ-контроллер TDA4718A фирмы Siemens - содержит все аналоговые и цифровые узлы, необходимые для импульсного источника питания, и может быть использован для управления двухтактными трансформаторными, полумостовыми и мостовыми, а также однотактными обратно- и прямоходовыми инверторами. Внутренняя структура контроллера TDA4718A показана на рис. 12.

Генератор, управляемый напряжением, (ГУН) G1 генерирует импульсы, частота которых зависит от напряжения на его управляющем входе. Среднее значение интервала изменения частоты устанавливают, выбирая номиналы резистора RT и конденсатора Ст.

Фазовый дискриминатор (ФД) UI1 служит для синхронизации ГУН с внешним источником импульсов. Если синхронизация не требуется, на второй вход ФД подают те же импульсы ГУН, что и на первый, соединив для этого выводы 5 и 14 микросхемы. Выход ФД соединен с управляющим входом ГУН и выводом 17 микросхемы. К последнему подключают внешний конденсатор фильтра Сф.

Генератор пилообразного напряжения (ГПН) G2 запускают импульсы ГУН. Пилообразное напряжение поступает на инвертирующий вход компаратора А1. Наклон "пилы" зависит от емкости конденсатора CR и тока в цепи вывода 2 микросхемы. Возможность управления наклоном может быть использована, например, для компенсации нестабильности питающего напряжения.

Каждый импульс ГУН устанавливает отключающий триггер D2 в состояние лог. 1 на выходе, разрешая таким образом открывание транзисторов VT1 и VT2. Однако каждый раз сможет открыться лишь один из них, так как счетный триггер D1 по спадам импульсов ГУН изменяет состояние. Выходные сигналы компараторов А1 или А6 сбрасывают триггер D2, что приводит к закрыванию открытого транзистора.

Компаратор А1 имеет один инвертирующий и (в отличие от обычных компараторов) два неинвертирующих входа. Как только мгновенное значение "пилы" на инвертирующем входе превысит меньший из поданных на неинвертирую-щие входы уровней напряжения, сигнал с выхода компаратора сбрасывает триггер D2. Таким образом, длительность импульсов на выходах ШИ-контроллера зависит от напряжения, поданного на вывод 4 микросхемы - один из неинвертирующих входов компаратора А1.

Второй неинвертирующий вход этого компаратора задействован в системе замедленного ("мягкого") старта контроллера. После включения питания конденсатор Css разряжен и заряжается вытекающим из вывода 15 током 6 мкА Нижний уровень пилообразного напряжения на инвертирующем входе компаратора А1 - 1,8 В. Начиная с этого значения напряжения на конденсаторе Css, на выходе компаратора появляются импульсы. По мере зарядки конденсатора их длительность, а с ней и длительность открытого состояния транзисторов VT1, VT2 увеличивается. Как только напряжение на конденсаторе Css превысило напряжение, поданное на второй неинвертирующий вход компаратора, "мягкий" старт завершен, далее длительность импульсов зависит от напряжения на выводе 4 микросхемы.

Компаратор А2 включен таким образом, что ограничивает напряжение на конденсаторе Css на уровне 5 В. Так как напряжение на выходе ГПН может достигать 5,5 В, установив соответствующий наклон "пилы", можно задать предельную длительность открытого состояния выходных транзисторов контроллера.

Если логический уровень на выходе триггера D3 низкий (зафиксирована ошибка), открывание выходных транзисторов контроллера запрещено, а конденсатор Css разряжается втекающим в вывод 15 током 2 мкА. Через некоторое время, когда напряжение на конденсаторе Css понизится до порога срабатывания компаратора A3 (1,5 В), триггер D3 получит сигнал установки в состояние высокого уровня на выходе. Но триггер сможет перейти в это состояние только в случае, если уровни на всех четырех его входах R высокие. Эта особенность позволяет удерживать закрытыми транзисторы VT1 и VT2, пока не устранены все причины блокировки контроллера. Датчиками ошибок служат компараторы А4-А7, а также встроенный в стабилизатор образцового напряжения U1 датчик тока его нагрузки с порогом срабатывания 10 мА.

Компараторы А4 и А5 подают сигналы, переводящие триггер D3 в состояние ошибки, если напряжение на входе первого (вывод 7) выше, а на входе второго (вывод 6) ниже формируемого стабилизатором U1 образцового напряжения 2,5 В. Компаратор А7 срабатывает при понижении напряжения питания микросхемы до 10,5 В. Для фиксации ошибки достаточно срабатывания одного из названных компараторов.

Особое положение занимает компаратор А6. Он предназначен для динамического ограничения тока в цепях инвертора. Оба входа компаратора соединены с внешними выводами микросхемы, а его выход - с входом сброса триггера D2. Срабатывание компаратора А6 приводит к немедленному закрыванию открытого в данный момент выходного транзистора, причем нормальный режим будет восстановлен (при условии устранения причины срабатывания защиты) с очередным импульсом ГУН без "мягкого" старта.

Схема БУ изображена на рис. 13.

(büyütmek için tıklayın)

Рассмотренные ранее узлы датчика тока (см. рис. 10) и формирователя выходных импульсов (см. рис. 11) на ней не показаны. В БУ задействован только один из двух выходов ШИ-контроллера DA5. Так как контроллер двухтактный, коэффициент заполнения импульсов на одном выходе ни при каких обстоятельствах не превышает 0,5, что и требуется для нормальной работы однотактного инвертора.

Для питания БУ использованы две обмотки трансформатора Т1 (см. рис. 1) на напряжение 20 В каждая. Переменное напряжение с обмотки II поступает на диодный мост VD1, а выпрямленное и сглаженное конденсатором С1 отрицательное - на вход стабилизатора DA1, с выхода которого снимают стабилизированное напряжение -15 В для питания микросхем БУ К той же обмотке II подключен умножитель напряжения на диодах VD3-VD6, дающий нестабилизированное напряжение 100 В, подаваемое в сварочную цепь, когда дуга не горит.

Переменное напряжение с обмотки III трансформатора Т1 (см. рис. 1) через фильтр L2L3C29C30, защищающий от импульсных помех, поступает на диодный мост VD26 и далее через диод VD27 на стабилизатор DA6. С выхода последнего снимают напряжение 15 В для питания микросхем БУ, оно же служит входным для стабилизатора DA7, напряжением 5 В с выхода которого питают ТТЛ-микросхему формирователя выходных импульсов (см. рис. 11).

Выпрямленное мостом VD26 напряжение подано через делитель напряжения на резисторы R45-R48 и на входы компараторов А4 и А5 контроллера DA5. Этим обеспечена блокировка ИИСТ при выходе сетевого напряжения за допустимые пределы. Регулировкой подстроечного резистора R48 добиваются, чтобы она происходила при выходе напряжения из интервала 205...242 В. Конденсаторы С24 и С25 служат дополнительной защитой от импульсных помех.

Компаратор на ОУ DA2.1 сравнивает напряжение на конденсаторе "мягкого" старта С26 с образцовым на выводе 10 контроллера. Если контроллер в рабочем состоянии, напряжение на конденсаторе больше образцового (2,5 В), отрицательным напряжением с выхода ОУ DA2.1 транзистор VT3 закрыт, светодиод HL1 (см. рис. 1) не горит. В противном случае компаратор DA2.1 переходит в устойчивое, благодаря положительной обратной связи через резистор R15 и диод VD14, состояние с положительным напряжением на выходе, открывающим транзистор VT3. Загоревшийся светодиод HL1 (см. рис.1) сигнализирует, что ИИСТ прекратил работать по причине выхода сетевого напряжения за допустимые пределы. В момент включения ИИСТ в сеть узел на ОУ DA2.2 генерирует отрицательный импульс, поступающий на неинвертирующий вход ОУ DA2.1 и запрещающий срабатывание сигнализации до завершения переходных процессов и "мягкого" старта инвертора.

Напряжение 10 В на выходе стабилизатора DA8 устанавливают подстроечным резистором R62. На вход этого стабилизатора напряжение поступает через три соединенных параллельно резистора R55-R57. Падение напряжения на них пропорционально потребляемому стабилизатором и его нагрузкой току. Если его значение меньше приблизительно 7 мА, напряжение на выходе ОУ DA4.2 становится отрицательным, что приводит к уменьшению до нуля (благодаря диодам VD30, VD31) напряжения на выводе 4 ШИ-контроллера DA5 и блокировке последнего.

Таким образом контролируют подключение к ИИСТ выносного пульта управления, позволяющего регулировать сварочный ток с рабочего места сварщика. Если пульт не подключен или неисправен, уменьшение на 5 мАтока, потребляемого по цепи 10 В, вызванное отключением переменного резистора R2 (см. рис. 1), не будет скомпенсировано током, потребляемым пультом, что и приведет к срабатыванию защиты. Переключатель S1 изображен на схеме для лучшего понимания работы устройства. Он условно заменяет контакты расположенного вне платы БУ реле, переключающего ИИСТ на дистанционное управление.

Напряжение с выхода датчика тока (см. рис. 10) через фильтр R43C21 поступает на вывод 8 контроллера DA5 - один из входов его компаратора А6. На второй вход компаратора (вывод 9) подано с резистивного делителя R38R40 напряжение 1,7 В. Динамическая токовая защита срабатывает после того, как ток транзисторов инвертора превысит 45 А.

На ОУ DA3.4 собран узел накопителя токовой защиты. Делитель напряжения R25VD19R26 задает порог его срабатывания, соответствующий току силовых транзисторов инвертора приблизительно 50 А. Пока это значение не превышено, диод VD21 открыт, напряжение на инвертирующем входе ОУ DA3.4 и конденсаторе С15 равно пороговому. Диоды VD20 и VD24 закрыты, и накопитель не оказывает никакого влияния на работу ИИСТ.

При превышении порога на выходе ОУ DA3.4 будет сформирован отрицательный импульс, который через резистор R34 частично разрядит конденсатор С16. Длительность импульса зависит от постоянной времени цепи R32C15. Если токовые перегрузки следуют слишком часто, конденсатор С16 разрядится настолько, что откроется диод VD24. Это приведет к уменьшению напряжения на выводе 9 контроллера DA5 и временному снижению порога срабатывания динамической токовой защиты.

Кроме узла токовой защиты, напряжение с выхода датчика тока силовых транзисторов инвертора (см. рис. 10) подано в систему регулировки и стабилизации сварочного тока. Через инвертирующий усилитель на ОУ DA3.1, цепь VD16C13 и резистор R22 оно поступает на вход ОУ DA3.2 и здесь алгебраически суммируется с поступающим с движка переменного резистора R2 (см. рис. 1) или пульта дистанционного управления. Усиленный ОУ DA3.2 сигнал ошибки через инвертирующий повторитель на ОУ DA3.3, делитель напряжения R28R29 и диод VD22 приложен к выводу 4 контроллера DA5 - входу его компаратора А1. Стабилитрон VD17 не допускает положительных значений напряжения на выходе ОУ DA3.2, а отрицательные ограничивает на уровне -10 В.

С помощью подстроечного резистора R37 на выводе 4 контроллера DA5 устанавливают напряжение 1,8 В, соответствующее минимальной длительности выходных импульсов. Подстроечными резисторами R42 и R44 регулируют частоту и скважность импульсов ШИ-контроллера. Узел на ОУ DA4.1 автоматически увеличивает частоту при сварочном токе менее 25...30 А, чтобы не допустить прерывания тока в сварочной цепи. Это позволяет уменьшить индуктивность, а следовательно, размеры и массу дросселя L1 (см. рис. 1). Повышают частоту подачей через стабилитрон VD23, резистор R39 и диод VD25 дополнительного тока в частотозадающую цепь контроллера DA5.

Если не принять мер, в отсутствие нагрузки (при погашенной дуге) напряжение на выходе ИИСТ в результате влияния паразитной индуктивности трансформатора и монтажа может возрастать до опасной величины. Поэтому инверторную часть ИИСТ в этом режиме отключают, а к сварочным электродам через резистор R1 и диод VD2 прикладывают "дежурное" напряжение от упоминавшегося выше умножителя на диодах VD3-VD6.

Пока напряжение в сварочной цепи превышает суммарное напряжение стабилизации стабилитронов VD8 и VD9, транзистор VT1 открыт и шунтирует светодиод оптрона U1. Транзистор оптрона закрыт, a VT2 - открыт и поддерживает (через диод VD13) почти нулевым напряжение на выводе 4 ШИ-контроллера DA5, блокируя последний.

При замыкании сварочных электродов напряжение между ними падает, в результате транзистор VT1, закрывшись, позволяет току течь через светодиод оптрона U1. Вызванное этим открывание транзистора оптопары U1 приводит к закрыванию транзистора VT2 и диода VD13. В этом состоянии ШИ-контроллер работает нормальным образом, пока напряжение между сварочными электродами вновь не превысит приблизительно 40 В и ШИ-контроллер вновь не будет заблокирован. Это происходит в конце сеанса сварки в результате значительного возрастания длины дугового промежутка. Принудительное гашение дуги ограничивает ее максимальную длину, устраняя заодно необходимость в чрезмерном увеличении выходной мощности ИИСТ.

Температурный режим мощных транзисторов инвертора контролируют с помощью укрепленного на их теплоотводе преобразователя температуры в ток ВК1 (см. рис.1). Напряжение, пропорциональное температуре теплоотвода, снимают с резистора R67 и подают на два компаратора - ОУ DA4.3 и DA4.4. Конденсатор C38 фильтрует помехи. Пороги срабатывания компараторов заданы резистивным делителем напряжения R64, R69-R71.

При превышении порога, соответствующего температуре +50 °С, отрицательное напряжение с выхода ОУ DA4.4 через резистор R73 открывает транзистор VT4. Реле К2 (см. рис. 1) срабатывает, включая вентилятор блока. Если температура продолжает расти и достигает +85 °С, отрицательное напряжение уже с выхода ОУ DA4.3 через диод VD18 поступает в цепь управления сварочным током, уменьшая его до 5 А. После остывания транзисторов и их теплоотвода нормальная работа ИИСТ будет автоматически восстановлена.

Магнитопроводы дросселей L1-L3 - ферритовые кольца внешним диаметром 10 мм с начальной магнитной проницаемостью 1000...2000. Обмотки намотаны в один слой виток к витку обычным изолированным монтажным проводом сечением 0,1 мм2.

Edebiyat

1. Воронин П. Силовые полупроводниковые ключи. - М.: Додэка-XXI, 2001, с. 71-77.
2. Бас А., Миловзоров В., Мусолин А. Источники вторичного электропитания с бестрансформаторным входом. - М.: Радио и связь, 1987, с. 43.
3. Найвальт Г. Источники электропитания радиоэлектронной аппаратуры. - М.: Радио и связь, 1986, с. 75,76, 406-407, 466-472.
4. Миловзоров В. Электромагнитная техника. - М.: Высшая школа, 1966, с. 19, 20.
5. Миронов А. Магнитные материалы и магнитопроводы для импульсных источников питания. - Радио, 2000, № 6, с. 53, 54.
6. Володин В. Сварочный трансформатор: расчет и изготовление. - Радио, 2002, № 11, с. 35, 36.

Yazar: V. Volodin, Odessa, Ukrayna

Diğer makalelere bakın bölüm Kaynak ekipmanı.

Oku ve yaz yararlı bu makaleye yapılan yorumlar.

<< Geri

En son bilim ve teknoloji haberleri, yeni elektronikler:

Dünyanın en yüksek astronomi gözlemevi açıldı 04.05.2024

Uzayı ve onun gizemlerini keşfetmek, dünyanın her yerindeki gökbilimcilerin dikkatini çeken bir görevdir. Şehrin ışık kirliliğinden uzak, yüksek dağların temiz havasında yıldızlar ve gezegenler sırlarını daha net bir şekilde açığa çıkarıyor. Dünyanın en yüksek astronomi gözlemevi olan Tokyo Üniversitesi Atacama Gözlemevi'nin açılışıyla astronomi tarihinde yeni bir sayfa açılıyor. Deniz seviyesinden 5640 metre yükseklikte bulunan Atacama Gözlemevi, uzay araştırmalarında gökbilimcilere yeni fırsatlar sunuyor. Bu site, yer tabanlı bir teleskop için en yüksek konum haline geldi ve araştırmacılara Evrendeki kızılötesi dalgaları incelemek için benzersiz bir araç sağladı. Yüksek rakımlı konum daha açık gökyüzü ve atmosferden daha az müdahale sağlasa da, yüksek bir dağa gözlemevi inşa etmek çok büyük zorluklar ve zorluklar doğurur. Ancak zorluklara rağmen yeni gözlemevi gökbilimcilere geniş araştırma olanakları sunuyor. ... >>

Hava akımlarını kullanarak nesneleri kontrol etme 04.05.2024

Robotiğin gelişimi, çeşitli nesnelerin otomasyonu ve kontrolü alanında bize yeni ufuklar açmaya devam ediyor. Son zamanlarda Finlandiyalı bilim adamları, insansı robotları hava akımlarını kullanarak kontrol etmeye yönelik yenilikçi bir yaklaşım sundular. Bu yöntem, nesnelerin manipüle edilme biçiminde devrim yaratmayı ve robotik alanında yeni ufuklar açmayı vaat ediyor. Nesneleri hava akımlarını kullanarak kontrol etme fikri yeni değil, ancak yakın zamana kadar bu tür kavramların uygulanması zordu. Finli araştırmacılar, robotların "hava parmakları" gibi özel hava jetleri kullanarak nesneleri manipüle etmesine olanak tanıyan yenilikçi bir yöntem geliştirdiler. Uzmanlardan oluşan bir ekip tarafından geliştirilen hava akışı kontrol algoritması, hava akışındaki nesnelerin hareketinin kapsamlı bir çalışmasına dayanmaktadır. Özel motorlar kullanılarak gerçekleştirilen hava jeti kontrol sistemi, fiziksel müdahaleye gerek kalmadan nesneleri yönlendirmenize olanak sağlar. ... >>

Safkan köpekler safkan köpeklerden daha sık hastalanmaz 03.05.2024

Evcil hayvanlarımızın sağlığına özen göstermek, her köpek sahibinin hayatının önemli bir yönüdür. Ancak safkan köpeklerin, karma köpeklere göre hastalıklara daha duyarlı olduğu yönünde yaygın bir kanı vardır. Texas Veterinerlik ve Biyomedikal Bilimler Okulu'ndaki araştırmacılar tarafından yürütülen yeni araştırma, bu soruya yeni bir bakış açısı getiriyor. Dog Aging Project (DAP) tarafından 27'den fazla refakatçi köpek üzerinde yürütülen bir araştırma, safkan ve melez köpeklerin çeşitli hastalıklara yakalanma olasılığının genellikle eşit olduğunu ortaya çıkardı. Bazı ırklar belirli hastalıklara karşı daha duyarlı olsa da genel teşhis oranı her iki grup arasında hemen hemen aynıdır. Köpek Yaşlandırma Projesi'nin baş veterineri Dr. Keith Creevy, bazı köpek türlerinde daha yaygın olan, iyi bilinen bazı hastalıkların bulunduğunu ve bunun da safkan köpeklerin hastalıklara karşı daha duyarlı olduğu fikrini desteklediğini belirtiyor. ... >>

Arşivden rastgele haberler Korkuluk koşabilir ve yüzebilir 15.04.2002 İki İrlandalı öğrenci, yüksek voltajlı kablolar boyunca çalışan ve siren ve flaş lambasıyla kabloların üzerinde oturan kuşları korkutup kaçıran bir robot yaptı. Robot, eylemleri için bir endüksiyon bobini aracılığıyla tellerin kendisinden enerji alır. Kuş pisliğinin tellere zarar verdiğini ve kuşların uzaklaştırılması gerektiğini söylüyorlar. Ve Amerika Birleşik Devletleri'nde, ülkenin güneyinde balık havuzlarına saldıran ve onları temizleyen pelikanları korkutup kaçırmak için bir timsah robotu test ediliyor. Yeşil yüzen korkuluk, sırtında yüzmek için enerji sağlayan bir güneş paneli taşır. Yapay timsah, kuşları bir su jeti ile bile vurabilir.

Diğer ilginç haberler:

▪ Akşamları yağlar yakılır.

▪ Ses kontrolleri ev aletleri

▪ Bilgisayar zihin okur

▪ Kadınlar erkeklerden daha fazla satranç kazanıyor

▪ Broadcom'dan Jelly Bean için bütçe çipi

Bilim ve teknolojinin haber akışı, yeni elektronik

Ücretsiz Teknik Kitaplığın ilginç malzemeleri:

▪ Sitenin Güç Amplifikatörleri bölümü. Makale seçimi

▪ makale Telden yapılmış tüp. Ev ustası için ipuçları

▪ makale Hangi matematikçi bilimin temellerini odadaki duvar kağıdından öğrendi? ayrıntılı cevap

▪ makale Kokulu Iowan. Efsaneler, yetiştirme, uygulama yöntemleri

▪ makale Pilleri asimetrik akımla şarj etme. Radyo elektroniği ve elektrik mühendisliği ansiklopedisi

▪ Varicaps üzerinde modülatör makalesi. Radyo elektroniği ve elektrik mühendisliği ansiklopedisi

Bu makaleye yorumunuzu bırakın:

Bu sayfanın tüm dilleri

Arabic	Hebrew	Polish
Bengali	Hindi	Portuguese
Chinese	Italian	Spanish
English	Japanese	Turkish
French	Korean	Ukrainian
German	Malay	Vietnamese

Ana sayfa | Kütüphane | Makaleler | Site haritası | Site incelemeleri

www.diagram.com.ua
2000-2024