|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese|
RADYO ELEKTRONİK VE ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ ANSİKLOPEDİSİ Ortak Geri Besleme Yükselteçleri için Tasarım Hususları
Radyo elektroniği ve elektrik mühendisliği ansiklopedisi / Radyo amatör tasarımcısı Son zamanlarda, amplifikatörlerdeki negatif geri beslemenin kabaca "lehinde" veya "karşısında" olarak adlandırılabilecek bir konu hakkındaki tartışmalarda başka bir artış yaşandı. Ne yazık ki, bu tartışmalar nadiren herhangi bir rasyonel argüman içermekte ve aynı zamanda OOS sistemlerinin çalışması ve tasarlanmasıyla ilgili "küçük şeyler" hakkında açık bir bilgi eksikliğini ortaya koymaktadır. Çoğu durumda, geri bildirimin kullanımına yönelik itirazların gerekçesi olarak okuma yazma bilmeyen veya başarısız geri bildirim kullanımına örnek olarak ortaya çıkan cihazların gösterilmesi, durumu daha da karmaşık hale getiriyor. Ve sonra, okul mantığının en kötü geleneklerinde şu sonuca varılır: "Geri bildirim kötüdür!" Aynı zamanda, büyük olasılıkla konuyla ilgili modern literatürün neredeyse yokluğundan dolayı, OOS'un doğru kullanımına ilişkin örnekler giderek azalıyor gibi görünüyor. Bu nedenle, geri beslemeli yüksek düzeyde doğrusal amplifikatörlerin tasarımının az bilinen özelliklerine ayrılmış birkaç materyal yayınlamak bizim için özellikle uygun görünüyor. Harold Black'in 1927'de geri besleme döngülerine sahip amplifikatörleri icat etmesinin ana nedeninin, çok kanallı telefon iletişim sistemlerinde bir çift kablo üzerinden kullanılan amplifikatörlerin doğrusallığını arttırma ihtiyacı olduğunu hatırlayalım. Проблема была в том, что требования к линейности этих усилителей по мере увеличения числа каналов очень резко растут. Причин тому две. Первая - количество возможных продуктов интермодуляции, создающих помехи. Вторая причина состоит в том, что при росте полосы сигнала растут и потери в кабелях, из-за чего усилители приходится размещать на меньшем расстоянии (и сильнее корректировать их АЧХ), а на трассе 2500 км их число увеличивается до трех тысяч. Так как продукты искажений в линии связи суммируются, соответственно жестче требования к каждому отдельному усилителю. Чтобы было понятно, сколь высок класс этой аппаратуры, отметим, что усилители для систем на 10800 каналов имеют уровень интермодуляционных искажений третьего порядка на конце полосы пропускания (60 МГц) не более -120...-126 дБ и величину разностного тона не более -130...-135 дБ. Интермодуляционные искажения высших порядков еще ниже. АЧХ тракта, содержащего две-три тысячи (!) усилителей, в течение срока службы (примерно 30 лет круглосуточной работы) изменяется не более чем на единицы децибел, в основном из-за старения кабеля. По меркам обычной аппаратуры - это фантастика, а на самом деле - лишь результат грамотного применения ООС. X amplifikatörlerinin doğrusallığını arttırma sorunu. Black, 1921'den beri Bell Laboratuvarlarında çalıştı. Bilinen neredeyse tüm distorsiyon telafisi yöntemlerini, özellikle de doğrudan bağlantı adı verilen distorsiyon düzeltmesinin yanı sıra distorsiyon telafisini geliştiren oydu. bozuk çıkış sinyalini özel bir anti-faz bozulma sinyaliyle toplar. Bu önlemlerin elbette etkisi oldu ama yeterli olmadı. Кардинальным решением проблемы линейности стало именно изобретение усилителей с ООС и, главное, их корректная практическая реализация, что было невозможно без создания соответствующей теории ("нет ничего практичнее хорошей теории!"). Первый шаг в построении теории был сделан Гарри Найквистом, нашедшим применяемый и поныне метод определения устойчивости еще до замыкания петли ООС исходя из вида АЧХ и ФЧХ разомкнутой системы (годограф Найквиста). Однако не все так просто. Несмотря на простоту и кажущуюся очевидность принципа работы ООС, для реального получения тех преимуществ, которые можно достичь с ее использованием, пришлось создать весьма обширную теорию обратной связи, отнюдь не сводящуюся к обеспечению устойчивости (отсутствия генерации). Ее построение было практически завершено выдающимся американским математиком голландского происхождения Хендриком Ваде Боде только к 1945 г. [1]. Чтобы была понятна реальная сложность задач, отметим, что даже первый патент Блэка на усилитель с ООС, в котором описаны далеко не все проблемы, имеет объем небольшой книги - в нем 87 страниц. Кстати, всего X. Блэк получил 347 патентов, значительная часть которых связана именно с реализацией усилителей с ООС. В сравнении с таким объемом работ все претензии современных "ниспровергателей основ", не создавших ничего и близкого по уровню, и зачастую даже ни разу не читавших (или не понявших) работ Блэка, Найквиста и Боде, выглядят по меньшей мере чрезмерно самоуверенными. Поэтому вопрос не в использовании ООС (реально она есть всегда, просто не всегда в явном виде), а в том, чтобы это использование было грамотным и приносило желаемый результат. Peki, amplifikatörlerin devre tasarımını geri bildirimle tasarlarken ve değerlendirirken "ders kitaplarında anlatılmayan" nelere dikkat etmelisiniz? İlk olarak, bir geri besleme sisteminin transfer katsayısı (transfer fonksiyonu) formülünde şunu hatırlayın: H(s) = K(s)/[1+b(s)K(s)] karmaşık sayılar ve işlevler ortaya çıkar:
Для получения корректных результатов вычисления нужно вести по правилам арифметики комплексных чисел [2], о чем нередко забывают даже авторы учебников. Например, при фазовом угле петлевого усиления, близком к ±90°, ±270°, амплитудные нелинейности исходного усилителя практически полностью конвертируются в фазовые (т. е. в паразитную фазовую модуляцию, пусть и ослабленную в |bК| раз). При этом паразитная модуляция амплитуды практически исчезает, и получаемые результаты измерений интермодуляционных искажений могут быть на 20...30 дБ более оптимистичными, чем на самом деле покажет анализатор спектра (и слух в случае УМЗЧ). К сожалению, именно так и обстоят дела с большинством ОУ и многими УМЗЧ. Bunun iyi bir örneği, Mark Alexander [3] tarafından açıklanan akım geri besleme amplifikatörüdür. Bir spektrum analizörüne göre 14 ve 15 kHz frekanslı iki tonlu bir sinyalde bu amplifikatörün gerçek intermodülasyon distorsiyon seviyesi (İngilizce kısaltmasında - IMD), yaklaşık% 0,01'dir; bu, harmonik distorsiyon ve harmonik distorsiyon grafiğiyle iyi uyum sağlar. frekans (0,007 kHz frekansında yaklaşık %15). Bu amplifikatörün modülasyonlar arası distorsiyonu standart (yalnızca genlik modülasyonu dikkate alınarak) tekniği kullanılarak ölçülürse, ortaya çıkan IMD değerleri çok daha düşük olacaktır. 7 kHz frekansında yalnızca ihmal edilebilir bir% 0,0002 ve 15 kHz'de - yaklaşık% 0,0015 elde edeceğiz; bu, gerçek değerlerden önemli ölçüde daha düşüktür (sırasıyla yaklaşık% 0,005 ve% 0,01). Bu etki Matti Otala'nın çalışmasında da kısaca belirtilmiştir [4]. Следующий момент. Важно понимать, что ООС не может снизить абсолютную величину приведенных к входу продуктов искажений и шумов по сравнению с ситуацией, когда петля ООС разомкнута, а уровни сигнала на выходе в обоих случаях одинаковы. На достаточно высоких частотах усиление у любого усилителя падает; как следствие, увеличивается и разностный сигнал в усилителе с ООС. Поэтому в области более высоких частот входной и последующий каскады неизбежно начнут проявлять свою нелинейность, поскольку возрастание разностного сигнала в усилителе с ООС возможно почти до удвоенной величины входного [5] из-за сдвига фаз. Отметим также, что при замкнутой петле ООС продукты искажений, особенно высокого порядка, типа "зубцов" переключения плеч выходного каскада, аналогичны высокочастотным входным сигналам и входной ФНЧ тут помочь не может. Именно поэтому для предотвращения катастрофического расширения спектра интермодуляционных искажений при введении ООС крайне желательно обеспечить более быстрый спад огибающей спектра продуктов искажений без ООС, чем скорость спада петлевого усиления. Условие это, к сожалению, не только малоизвестно (Боде на него лишь намекает, считая очевидным), но и крайне редко выполняется. По той же причине вводимая для устойчивости частотная коррекция не должна приводить к ухудшению линейности усилителя во всем диапазоне частот, вплоть до частоты единичного усиления и даже несколько выше. Наиболее очевидный способ достичь этого - выполнить коррекцию так, чтобы уменьшать непосредственно величину входного сигнала, как это и было сделано в известном усилителе М. Оталы (рис. 1). Отметим, что используемое здесь "гашение" разностного сигнала на входе цепочкой R6C1 дает в итоге гораздо лучший результат, чем шаблонная схема частотной коррекции по типу ОУ, несмотря на наличие в эмиттерных цепях дифференциальных каскадов форсирующих конденсаторов С2, С4, С6, которые сильно увеличивают динамическую нелинейность.
Yukarıdakiler, frekans tepkisindeki ana düşüşün oluştuğu aşamalardan önceki aşamalarda büyük bir doğrusallık marjının arzu edilirliğini açıklamaktadır - negatif geri beslemeli amplifikatörlerde bu, öncelikle distorsiyon ürünleri spektrumunun önemli ölçüde genişlemesini önlemek için gereklidir. С целью повышения линейности входных каскадов часто рекомендуют применение в них полевых транзисторов, однако эта рекомендация имеет определенный смысл только при использовании дискретных полевых транзисторов с большим напряжением отсечки (более 5 В) и задании соответствующего режима (около половины начального тока, правда, усиление такого каскада невелико). Усилительные каскады на биполярных транзисторах при введении местной ООС, обеспечивающей ту же эффективную крутизну и работающие при том же токе, что и каскады на полевых транзисторах, всегда обеспечивают значительно лучшую линейность, особенно на высоких частотах, за счет лучшего отношения проходной емкости к крутизне [6]. Использование стандартных ОУ с "полевым" входом, у которых входные транзисторы для достижения термостабильности работают в режиме, отстоящем от отсечки примерно на 0,6...0,7 В, дает выигрыш по линейности только при сравнении с дифференциальным каскадом на биполярных транзисторах, в котором на эмиттерных резисторах падает не более 0,1...0,2 В. В быстродействующих ОУ с "биполярным" входом падение напряжения на эмиттерных резисторах обычно не ниже 300...500 мВ, так что линейность их входных каскадов выше, а входная емкость у них меньше. Именно по этим причинам высоколинейные и быстродействующие ОУ с "полевым" входом (например, ОРА655 и AD843) обычно строятся как комбинация каскадов на биполярных транзисторах с входными истоковыми повторителями. Giriş aşamalarının doğrusallığını arttırmak için, aynı anda frekans tepkisinde gerekli azalmayı ve doğrusallıkta bir artışı (örneğin, girişin yayıcı devrelerindeki indüktörlerle) sağlayan yerel frekansa bağlı geri besleme döngülerinin kullanılması en etkili yöntemdir. aşamalar [7]). Frekansa bağlı yerel OOS, çalışma frekansı bandındaki genel OOS'un derinliğindeki kayıpları azaltmanıza olanak tanır; hem voltaj yükseltme aşamalarında (örneğin, LM101, LM318, NE5534 op-amp'lerinde [8]) hem de çıkış aşamalarında (örneğin, OP275, LM12 op-amp'lerinde ve UMZCH TDA729x ve LM3876/3886 mikro devrelerinde) uygulanabilir. . Bu nedenle, OOS'lu bir amplifikatör geliştirirken, döngü kazancının düşük değil, küçük olduğu frekans aralığında kabul edilebilir (her durumda, yüzde birkaçtan daha kötü olmayan) doğrusallık ve OOS olmadan özelliklerin daha iyi stabilitesini sağlamak gerekir. Döngü kazancının yüksek olduğu frekanslar. Düşük ve orta frekanslarda doğrusallığı iyileştirmek için bir dizi önlem (örneğin, bir kaskod amplifikatöründe sözde izleme kuplajının kullanılması) aynı anda özelliklerin stabilitesinde bir bozulmaya ve (veya) doğrusallıkta bir azalmaya yol açar HF'de. Bu nedenle, bunların OOS'lu amplifikatörlere dahil edilmesi pratik değildir. В случае использования местных ООС для получения хороших результатов надо производить оптимизацию их частотных характеристик, так как каждая из них не только повышает линейность данного каскада, но и снижает петлевое усиление в цепи общей ООС. Задача эта нетривиальная, без очень аккуратного компьютерного моделирования и оптимизации тут не обойтись. В качестве правила первого приближения можно считать, что близким к оптимальному вариантом является тот, при котором вклад всех каскадов в результирующие искажения усилителя с ООС (при замкнутой петле ООС!) примерно одинаков. Далее, для усилителей с общей обратной связью критически важно отсутствие динамических срывов слежения в цепи ООС. Это означает, что недопустимы динамические нелинейности, приводящие к скачкообразным изменениям характеристик, например, из-за запирания или насыщения (квазинасыщения) транзисторов или же из-за появления сеточных токов у ламп при подаче сигнала через разделительный конденсатор. Если же подобные явления по каким-либо причинам нельзя исключить, необходимо принять меры по нивелированию их влияния в областях частот, где петлевое усиление невелико (особенно в области частоты единичного усиления), используя, например, местные ООС. Отличный пример - двухтактный выходной каскад NE5534 [8] на транзисторах одинаковой структуры проводимости. Казалось бы, каскад весьма нелинейный: верхнее плечо - эмиттерный повторитель, нижнее - транзистор с общим эмиттером. Тем не менее в ОУ за счет роста глубины местной ООС с частотой отсутствуют даже следы "ступенек" (конечно, при условии правильной разводки платы). Поэтому основным источником искажений в данном усилителе чаще всего оказывается именно перегрузка входного каскада, не содержащего (с целью минимизации шума) эмиттерных резисторов! Как бы то ни было, рост искажений в полосе звуковых частот у этого ОУ отсутствует даже при усилении с ООС 40 дБ (Р = 0,01), когда глубина общей ООС на 20 кГц не превышает 30 дБ. Искажения при этом не превышают 0,005 % (и это при размахе выходного сигнала 20 В от пика до пика), а спектр их практически ограничен третьей гармоникой. При этом подключение нагрузки вплоть до 500 Ом на искажения почти не влияет. Из других схемотехнических дефектов особенно опасны динамический гистерезис (создаваемый большинством схем, предназначенных для "плавного" переключения плеч двухтактных выходных каскадов), а также возникающая на высоких частотах "центральная отсечка" - ступенька (стандартная болезнь выходных каскадов на составных транзисторах по схеме Шиклаи или на основе "параллельного" усилителя). С точки зрения устойчивости эти дефекты эквивалентны появлению дополнительного фазового сдвига, доходящего до 80°... 100°. В ряде ОУ и некоторых моделях мощных усилителей для преодоления этих недостатков используются цепи обхода нелинейных элементов по ВЧ (многоканальная ОС). Döngü amplifikasyonunun frekans tepkisi tipinin seçilmesi konusu klasik literatürde oldukça iyi ele alınmıştır, örneğin [1]'de. Bağıl hızları dikkate alınarak optimum sayıda amplifikasyon aşamasının seçimi ve çok kanallı geri beslemeli sistemlerin tasarımı [9]'da ayrıntılı olarak tartışılmıştır, bu nedenle aşağıda sadece kısa bilgi vereceğiz. UMZCH'nin "en yavaş" düğümü çoğunlukla güçlü bir çıkış aşaması olduğundan, doğrusallık ve geri besleme derinliği açısından UMZCH'deki optimum aşama sayısı kesinlikle üçten az değildir (Bode'un belirlediği gibi, yaklaşık olarak eşit kademelerin hızı için üç aşamalı bir amplifikatör idealdir). HF'de kademeleri atlayan devrelerle düzeltme yapılması durumunda, kademe sayısı yalnızca cihazın karmaşıklığı ile sınırlıdır. Пропагандируемое рядом авторов разбиение общей петли ООС на несколько местных петель, несмотря на упрощение проектирования, нецелесообразно. Охват "местной" обратной связью более чем одного каскада в составе усилителя, как показано еще Боде, приводит к потере потенциально достижимой линейности. Например, последовательно включенные два каскада с местной ООС по 30 дБ будут иметь заведомо худшую линейность, чем эти же два каскада, охваченные общей ООС глубиной 60 дБ в той же полосе частот. Конечно, из этого правила есть некоторые исключения. Так, для формирования АЧХ петлевого усиления полезно применение частотно-зависимых местных ООС, когда в области рабочих частот усилителя они практически выключены и не уменьшают достижимую глубину общей ООС. Другой пример - в усилителях диапазона СВЧ, выполненных на дискретных компонентах, избыточный сдвиг фазы, вносимый активными элементами и пассивными цепями, начинает превосходить естественный, определяемый спадом АЧХ, и достижимая глубина общей ООС невелика. В этом случае вместо общей ООС оказывается практичнее использовать цепочки переплетенных местных ООС. Запас устойчивости по фазе на высоких частотах для УМЗЧ не следует выбирать меньше 20°...25° (ниже - ненадежно) и невыгодно повышать более 50°...70° (заметные потери в площади усиления, т. е. в быстродействии и глубине ООС). Для увеличения глубины ООС в рабочей полосе частот целесообразно введение в АЧХ петлевого усиления участка с крутизной около 12 дБ на октаву. Еще лучше сформировать АЧХ петлевого усиления типа среза Боде или устойчивую по Найквисту (с заходом фазы за 180°), однако их корректная реализация довольно сложна и потому далеко не всегда оправдана. Именно поэтому УМЗЧ с АЧХ петлевого усиления "по Найквисту", насколько известно, серийно не производятся. Описанные же в литературе конструкции имеют существенные эксплуатационные ограничения (в частности, недопустимость попадания на вход высокочастотных сигналов, плохой выход из "клиппирования" по выходному напряжению). Устранение указанных ограничений возможно, но громоздко. Еще один часто упускаемый очень важный фактор реализуемости - конструктивное исполнение каскадов, охваченных обратной связью. Оно должно обеспечивать отсутствие паразитных резонансных пиков на спаде АЧХ и за полосой пропускания, вынуждающих для обеспечения устойчивости искусственно занижать быстродействие усилителя в целом (см. приведенные на рис. 2 примеры АЧХ усилителей с разомкнутой ООС). Наличие паразитных пиков на АЧХ резко снижает и достижимую без самовозбуждения глубину ООС. Кривая 1 демонстрирует возможность обеспечения большого (10 дБ) запаса устойчивости при частоте единичного усиления около 2 МГц. Глубина ООС на 20 кГц при этом не менее 40 дБ. Кривая 2 имеет паразитный пик, добротность которого составляет около 20 (реально бывает и больше). Чтобы усилитель с такой АЧХ не возбуждался (при запасе устойчивости всего 2...3 дБ), петлевое усиление и полосу действия ООС у такого усилителя придется снизить в 20 раз по сравнению с кривой 1, причем частота вероятного самовозбуждения окажется раз в сто выше номинальной частоты единичного усиления!
Подводя итог краткого обзора, заметим, что любое проектирование - это набор компромиссов, поэтому очень важно, чтобы применяемые решения были взаимно увязаны между собой, а конструкция представляла собой единое целое. Применительно к УМЗЧ, например, нет особого резона специально добиваться глубины ООС выше 80...90 дБ в звуковой полосе частот, так как основным источником продуктов искажений при этом будут уже не активные элементы, а конструктивные, например, наводки от двухтактных выходных каскадов. Ясно, что в подобном случае важнее тщательная отработка конструктивного исполнения, как это сделано в одной из конструкций автора [10] или в зарубежных усилителях марок Halcro и Dynamic Precision. Edebiyat
Автор: С.Агеев, г. Москва; Публикация: radioradar.net
Trafik gürültüsü civcivlerin büyümesini geciktiriyor
06.05.2024 Kablosuz hoparlör Samsung Müzik Çerçevesi HW-LS60D
06.05.2024 Optik Sinyalleri Kontrol Etmenin ve Yönetmenin Yeni Bir Yolu
05.05.2024
▪ Full HD Projektör LG TV Mini Beam Master ▪ Sualtı volkanları tüm kıtaları ısıtabilir ▪ Bebekler görsel illüzyonlara karşı dayanıklıdır ▪ Sivrisinek ısırıklarının vücut üzerindeki etkisi
▪ sitenin bölümü Elektrikli ekipmanların korunması. Makale seçimi ▪ makale Kulaklardan çekin. Popüler ifade ▪ makale Kiev prenslerinden hangisi Hristiyanlığı ilk benimseyen oldu? ayrıntılı cevap ▪ makale Ana OSMS belgelerinin yaklaşık yapısı ve içeriği ▪ makale Elastik madeni paralar. Odak Sırrı
Ana sayfa | Kütüphane | Makaleler | Site haritası | Site incelemeleri
www.diagram.com.ua |
Diğer makalelere bakın bölüm 
En son bilim ve teknoloji haberleri, yeni elektronikler:
Bu sayfanın tüm dilleri