Analog radyoelementlerin PSpice modellerinin incelenmesi. Radyo elektroniği ve elektrik mühendisliği ansiklopedisi

Radyo elektroniği ve elektrik mühendisliği ansiklopedisi / Mikrodenetleyiciler

 makale yorumları

Yazısında ("Simülasyon programları için PSpice modelleri"Radio" No. 5-8, 2000'de yazar, PSpice diline dayalı simülasyon programları için analog bileşen modellerinin oluşturulmasına ilişkin kurallardan bahsetmiştir. Önerilen makale bu konuyu devam ettirmektedir. PSpice modellerini inceleme yöntemlerine ve mikrodalga aralığı için bileşen modelleri oluşturma yöntemlerine ayrılmıştır. Bu çok önemlidir, çünkü yalnızca güvenilir bileşen modellerinin kullanılması yeterli simülasyon sonuçlarının elde edilmesini sağlar.

Er ya da geç, her radyo amatörü şu sonuca varır: cihazın üretimi sırasında panoya radyo elemanını takmadan önce, önce servis edilebilirliğini kontrol etmelisiniz. Bu, gelecekte cihazı güç verildikten sonra arızadan veya çalışamazlığının nedeni için uzun aramalardan kurtaracaktır. Bu amaçla, endüstriyel işletmeler, yüksek nitelikli ve yüksek ücretli ekipman ayarlayıcılarından oluşan geniş bir kadroya sahip olmaktan çok daha kolay olan radyo elemanlarının kısmi veya tam giriş kontrolünü organize eder.

Elektronik devreleri modellerken yaklaşım benzer olmalıdır. Doğrulanmamış modellerin kullanılması, gerçekle hiçbir ilgisi olmayan grafiklere bakarak zaman kaybına yol açar. Bu durumda, cihazın sağlığı veya çalışamazlığı hakkında yanlış bir sonuca varabilir ve yanlış karar verebilirsiniz. Bu nedenle, giriş kontrolü burada da organize edilmelidir. Gelecekte bu, zaman tasarrufu ve simülasyon sonuçlarının güvenilirliği açısından karşılığını verecektir.

Kişisel kitaplıkları yenilemek için kaynaklar, kullanılan simülasyon yazılım paketinin kitaplıklarında, diğer ancak uyumlu simülasyon programlarının kitaplıklarında yer alan modeller olabilir - internette simülasyon programlarının geliştiricilerinin ve elektronik bileşen üreticilerinin firmalarının web sitelerinde bol miktarda sunulan, basılı yayınlarda yayınlanan modeller ve kendi tasarımlarının modelleri. Aynı zamanda, kaliteleri hakkında ancak tahminde bulunulabilir. Bu modelleri kullanmadan önce test etmeniz önerilir. Bu yaklaşımla elde edilen sonuçlara güven vardır. Netleşir - ne olabilir ve ne olamaz.

Önerilen makale, ayrık analog radyo elemanlarının modellerini test etmek için bazı yöntemleri açıklar, PSpice formatında ölçüm şemaları ve modelleme görevlerinin metinlerini sağlar. Görevler, testi makalede açıklanan belirli radyo öğesi modelleri için yapılandırılmıştır. Test edilecek diğer unsurlar varsa, programlar iyileştirilmelidir. Zor değil. Kural olarak, tüm iyileştirmeler, değişen akımların, gerilimlerin, analiz süresinin sınırlarını değiştirmeye, bir yük seçmeye, doğru akım için bileşen modelinin gerekli modunu ayarlamaya indirgenir. Yaratıcı olursanız, karmaşık makro modeller de dahil olmak üzere diğer modeller için yeni testler geliştirmek için bazı testler kullanılabilir.

DİYOT GERİ KAZANIM ÖLÇÜMÜ

Bir diyot modelinin dinamik özelliklerini değerlendirmek için ters toparlanma süresi ölçülmelidir. Bunu bir doğrultucu diyot KD212A modeli örneğini kullanarak yapalım. Gerçek bir diyota uygulanan voltajın polaritesini doğrudan tersine değiştirdikten sonra anında değil, biraz gecikmeyle kapandığı bilinmektedir. Bu durumda diyottan ters yönde bir süre büyük bir akım akabilir. Referans kitabı [212]'e göre KD1A için, Uobr=200 V, Ir=2 A'da, 300 ns'den fazla olmayan ters toparlanma süresi garanti edilir.

Şimdi bu diyotun modelini kontrol edelim. Referans kitabında KD212A diyot parametrelerinin verildiği koşullara yakın ölçüm koşulları oluşturalım. Bunu yapmak için, diyot modeline (Şekil 1, Tablo 1) 200 Ohm dirençli bir direnç üzerinden 100 V genliğe sahip çok kutuplu bir voltaj darbesi uygulayalım.

Simülasyon sürecini başlatalım ve diyot akımının nasıl değişeceğini görelim (Şekil 2).

Aslında, grafikte ters yönde karakteristik bir akım dalgalanması var. Süresi ters iyileşme süresidir. Diyot açıldığında mevcut tepe noktası, bariyer kapasitansının yeniden şarj edilmesiyle açıklanır. Model diyot akımı amper olarak ölçülür ve voltaj yüzlerce volt olarak ölçülür. Bir grafik üzerinde iki eğri (akım ve gerilim) oluşturmak için, grafik işlemci kullanılarak gerilimin 100'e bölünmesi gerekir. Grafiklerden ters toparlanma süresinin yaklaşık 33 ns olduğu görülmektedir. Ters iyileşme süresi pasaport 300 ns'den çok daha az olmasına rağmen sonuçlar gerçeğe karşılık geliyor.

Burada, genel olarak, model oluşturmak için yerel referans kitaplarından alınan bilgileri kullanma sorunu açıkça ortaya çıkıyor. Kural olarak, "daha fazla değil" veya "daha az değil" olarak ayarlanan tüm parametreler, temel olarak geliştiricilerin güvenli oynama arzusunu yansıttıkları için matematiksel modeller oluşturmak için kullanılamaz. Bu nedenle, üreticiler tarafından oluşturulan modelleri kullanmayı denemek veya bir tür bağımsız ölçüm yapmak daha iyidir.

Bu diyot, örneğin bir doğrultucuda kullanılırsa, bu tür dalgalanmaların varlığı, anahtarlama gürültüsünde bir artışa yol açar. Bu genellikle diyotla paralel bir şönt kondansatör bağlayarak halledilir (Şekil 3).

Bakalım ne veriyor (Şek. 4).

Durumun değiştiği, ancak büyük ölçüde değişmediği görülebilir. Açıkçası, doğrudan duruma geçişteki başarısızlık, kapasitör C1'in yeniden şarj edilmesiyle ilişkilidir. Modelleme görevi (Tablo 2) birbiri ardına dahil edilen iki görevden oluşmaktadır.

İkinci görev, diyotla paralel olarak bağlanan kapasitör C1'in eklendiği birincinin sadece bir kopyasıdır. Hesaplamadan sonraki tüm grafikler aynı anda gösterileceğinden, bunu yapmak uygundur.

VARICAP MODELİNİN VOLT-FARAD ÖZELLİKLERİ

Bir diyodun diğer bir önemli özelliği, p-n bağlantısının kapasitansının ters yönde uygulanan gerilime bağlı olmasıdır. Varicaps gibi cihazlar için ana bağımlılık budur. 2V104A değişken modeli için kapasitans-gerilim karakteristiğini oluşturalım. Diyot modeline (Şekil 5) ters yönde uygulanan 10 V genlik ile 50 V/μs hızında doğrusal olarak artan bir voltaj uygulayalım. Bu durumda, p-n bağlantısı kapatılacak ve çok büyük ters direnç nedeniyle diyottan geçen akım pratik olarak tamamen kapasitif olacak ve ld \u10d CdV' (t) denklemi ile belirlenecektir; burada V' (t), voltaj artış hızıdır (107 V / μs \uXNUMXd XNUMX V / s).

Bu denklemi Сd için çözersek, Сd=Id/V'(t) elde ederiz.

Buradan diyotun kapasitansı formülünü alıyoruz: Cd \u107d Id / XNUMX.

Veya son olarak, Sd (pF) \u0,1d XNUMX Id (μA) boyutunu dikkate alarak.

Simülasyon görevini oluşturup çalıştıralım (Tablo 3), ardından diyot akımının zamanla nasıl değişeceğini görelim (Şekil 6).

Akım çok küçük olacak ve onu voltajla aynı anda görmek için değerlerinin GPU tarafından 1000 ile çarpılması gerekir. Uygulanan voltajın zamana bağımlılığı doğrusal olduğundan, X eksenindeki zamanı V1 kaynağının voltajıyla değiştireceğiz. Ardından mevcut değerleri 10'a böleriz. Sonuç olarak, diyotun kapasitans-voltaj özelliğini elde ederiz (Şekil 7), burada eksen boyunca mikroamperlerdeki akım değeri sayısal olarak diyotun pikofaradlardaki kapasitansına eşit olacaktır.

El kitabı [1], 4 V ters voltajda varikap kapasitansının 90 ila 120 pF aralığında olduğunu gösterir. Modelin grafiğine göre 108 pF elde ediyoruz. Bu da, bu parametrede incelenen modelin gerçek bir değişkenin özelliklerine karşılık geldiğini göstermektedir.

BİPOLAR TRANSİSTÖR MODELİNİN DOYMA ÖZELLİKLERİ

Temassız anahtarlar tasarlarken, transistörün doygunluk modu özelliklerini bilmek önemlidir. Bu parametreler darbe dönüştürücülerde ve yük anahtarlama cihazlarında bir anahtarlama transistörünün seçiminde belirleyicidir.

Böyle bir cihazın yüksek verimliliğe sahip olması için. Anahtarlama transistörü, Tamamen Açık veya Tamamen Kapalı durumda olmalı ve bir durumdan diğerine mümkün olan en kısa sürede geçmelidir. Tamamen Açık durumda, transistör doymuş olmalıdır. Üzerinde dağılan güç, belirli bir kollektör akımında kollektör akımının ve kollektör-emitör bölümünün doyma voltajının ürünü ve ayrıca transistörü doygunlukta tutmak için gerekli olan baz akım tarafından belirlenen bazı ek güç tarafından belirlenir. Baz doyma voltajının ve baz akımın ürününe eşittir. Bazen transistörü sürmek için harcanan ek güç oldukça önemlidir. Bu, bipolar transistörlerin önemli bir dezavantajıdır.

Referans kitaplarında doyma voltajı belirsiz bir şekilde yorumlanır. Genellikle belirli bir bazda ve kollektör akımında belirtilir veya sabit bir kollektör akımında temel akımdaki doyma voltajının (Ukenas ve Ubenas) grafikleri çizilir veya Ukenas ve Ubenas'ın kollektör akımına bağımlılıkları, düşük güçlü transistörler için (güçlü - Knas=10) bir doyma katsayısı Knas=2 ile çizilir.

Parametreleri büyük ölçüde anahtarlama transistörünün kalite göstergelerine bağlı olan darbeli ikincil güç kaynaklarında yaygın olarak kullanılan güçlü bir iki kutuplu transistör KT838A modeli için toplayıcı-verici ve baz-vericinin doyma voltajının temel akıma bağımlılığını oluşturalım. Referans [2] parametrelerini listeler: Ubenas (Ik=4,5 A'da; Ib=2 A'da) - en fazla 1,5 V; Ukenas (Ik=4,5 A'da; Ib=2 A; T=+25 °C'de) - en fazla 1,5 V; Ukenas (Ik = 4,5 A'da; Ib = 2 A; T = -45 ° C ve T = + 100 ° C'de) - 5 V'tan fazla değil.

Ölçüm şemasını (Şekil 8, Tablo 4) kullanarak bu bağımlılıkları hesaplıyoruz.

Elde edilen sonuçlar (Şekil 9) referans verilerle çelişmez. Açıkçası, taban akımında bir azalma ile toplayıcı-emitör voltajındaki keskin bir artış, transistörün doygunluk modundan çıkmasından kaynaklanmaktadır.

Şimdi, güçlü iki kutuplu transistörler KT838A ve daha modern KT8121A2 modellerinin toplayıcı-verici ve temel vericinin doyma voltajının, ikiye eşit sabit bir doyma faktöründe kollektör akımına bağımlılığını oluşturalım. KT2A transistörü için el kitabında [838] maalesef böyle bir özellik yok ama KT8121A2 için var. Transistör modellerini bu göstergeye göre karşılaştıralım.

Ölçüm devresini kullanarak (Şekil 10), kollektör akımının taban akımına oranını ikiye eşit olarak alıyoruz, bunun için 1 aktarım katsayısına sahip F0,5 akımı tarafından kontrol edilen bağımlı bir akım kaynağı kullanıyoruz.

Kontrol, sıfır voltajlı V1 voltaj kaynağından geçen akım olacaktır (bu, PSpice'in gerekliliğidir). I1 kaynak akımını 0,1 ila 10 A aralığında (ve dolayısıyla temel akımı 0,05 ila 5 A) değiştirerek, transistörün tabanındaki ve toplayıcısındaki voltajın nasıl değişeceğini hesaplıyoruz. Bunun için .DC yönergesinin olanaklarını kullanalım.

Modelleme görevi (Tablo 5), KT838A ve KT8121A2 transistörleri için birbiri ardına seri bağlanmış iki görevden oluşur. Bu durumda, her iki cihazın özellikleri aynı anda tek bir ekranda görünecektir (Şek. 11).

KT8121A2 transistörün doyum modunda KT838A'ya göre daha iyi özelliklere sahip olduğu grafiklerden görülebilmektedir. 4,5 A kollektör akımıyla, KT838A toplayıcı vericinin doyma voltajı yaklaşık 2,1 V'tur ve KT8121A2 yaklaşık 0,5 V'tur. Bu nedenle, üzerinde daha az güç harcanacağından, güçlü anahtarlar oluşturmak için KT8121A2 transistörünün kullanılması tercih edilir.

GÜÇLÜ BİR ALAN TRANSİSTÖR MODELİNİN VOLT-AMPERE ÖZELLİKLERİ

Yerli ve ithal transistörlerin analog tabloları, çeşitli basılı kaynaklarda ve internette bolca verilmektedir. Oldukça açık bir soru ortaya çıkıyor - analog modelleri yerli transistörlerin adlarını atayarak kullanmak mümkün mü? Masada. Şekil 6, güçlü alan etkili transistörlerin içe aktarılmış analoglarını göstermektedir. Bu tablo iyidir çünkü birçok analogun modeli OrCAD-9.2 kitaplıklarında bulunabilir. Bu tür transistörler, esas olarak televizyonlar, VCR'ler ve monitörler için güç kaynaklarının değiştirilmesinde kullanılır.

Yazar, SONY KV-E805 TV'sinin güç kaynağında BUZ2541 transistörü arızalandığı için KP90A transistörüyle ilgileniyordu. KP805A'nın en azından yaklaşık olarak ana parametrelerini tablodan ithal edilen analogların modellerinin özellikleriyle karşılaştırmaya çalışalım. MTP6N60E transistör modeli tntusoft web sitesinde, BUZ90 transistör modeli siemens.lib kütüphanesinde ve IRFBC40 transistör modeli pwmos.lib kütüphanesinde bulundu. Transistörler tabloda analog olarak sunulsa da modelleri çok farklı görünüyor.

MTP6N60E ve BUZ90 transistör modelleri, çok karmaşık makro modellerle temsil edilir (Şekil 12, Şekil 13) ve IRFBC40 transistör modeli, yerleşik model temelinde oluşturulmuş en basit modeldir. Aynı zamanda bunun parametrelerini nasıl etkileyeceğini görelim.

(büyütmek için tıklayın)

İlk önce, ortak bir kaynak devresine göre bağlanan bu transistörlerin modellerinin bir çıkış akımı-gerilim özellikleri ailesi oluşturalım (Şekil 14).

Bir alan etkili transistörün çıkış karakteristiği, sabit bir geçit voltajında ​​drenaj akımının drenaj voltajına bağlı olmasıdır. Kapı voltajının çeşitli değerleri için grafikler çizilerek bir çıkış özellikleri ailesi oluşturulur. Modelleme için bir görev oluşturalım (Tablo 7) ve çalıştıralım. Kapı voltajı değiştikçe, eğri karakteristik olarak değişecektir (Şekil 15 - 17), bir çıkış parametreleri ailesi oluşturacaktır.

Farklı transistörlerin özelliklerini çizmek için, programdaki "*" (yıldız) işaretini transistör modellerinin bağlantı satırlarında değiştirmelisiniz. Bağımlılıklar karşılaştırıldığında, MTP6N60E transistör modelinin daha düşük bir amplifikasyona (en az iki kez) sahip olduğu ve beyan edilen voltaj Uc ve maks=600 V'ta elektriksel bozulma olgusunu yansıttığı, IRFBC40 transistör modelinde ise elektriksel bozulma olgusunun görünmediği not edilebilir. Elektrik arızası fenomenini hesaba katma anlamında, ilk model gerçeğe daha uygundur. Ancak bu transistörlerin modellerinin benzer özellikler verdiğini söylemek için henüz erken. Ortak olan tek şey, belirtilen akım Ic=6 A ve voltaj U3i=10 V'de, boşaltma kaynağı voltaj değerlerinin yaklaşık olarak eşit olması, MTP6N60E için yaklaşık 5,6 V ve IRFBC40 için yaklaşık 5,8 V olmasıdır.

Görünüşe göre siemens.lib kitaplığından alınan BUZ90 transistör modeli çok başarılı değil ve normalde boşaltma voltajı yalnızca 100 V'a kadar değiştiğinde hesaplanır. Aralık 120 V'un üzerine çıkarsa, normal çıkış özelliklerini elde etmek mümkün olmaz (Şekil 17) ve hesaplama işlemi zaman açısından büyük ölçüde gecikir. Ve bu, modelin OrCAD dağıtımıyla birlikte gelen tescilli siemens.lib kitaplığına dahil olmasına rağmen. İleride böyle bir modelin kullanılması sonuçların elde edilmesinde sorunlara yol açabilir. Markalı kitaplıklara inanmak adettendir, bu nedenle simüle edilen cihazın davranışını açıklamak kolay olmayacaktır. Bu, güvenilir bir kaynaktan bile olsa herhangi bir modelin kullanılmadan önce test edilmesi gerektiği sonucunu ortaya koymaktadır.

Şimdi MTP6N60E, IRFBC40, BUZ90 transistörlerinin geçici özelliklerini oluşturalım. Ölçüm şeması, Şek. 14 ve modelleme görevi - tabloda. 8.

(büyütmek için tıklayın)

Bu bağımlılıkları ayırt edelim ve eğim değişiminin grafiklerini alalım (Şekil 18 - 20).

2 A'lık bir akımda S(MTP6N60E)=3000 mA/V; S(IRFBC40)=2040mA/V; S(BUZ90)=2050 mA/V. El kitabına [2] göre, KP805A'nın karakteristik eğimi 2500 mA/V'dir. Değerler yakın görünüyor. Ama bu sadece bir noktada!

Bundan ne gibi sonuçlar çıkarılabilir? MTP6N60E, IRFBC40, BUZ90 transistör modellerinin akım-gerilim özelliklerine bakıldığında, bunların aynı cihazlar olduğunu varsaymak zordur. Bununla birlikte, ekipman onarımı sırasındaki gerçek değiştirme deneyimi, güç kaynaklarının değiştirilmesinde birbirinin yerine geçebilirliğini doğrular. Analog modellerin yerli KP805A transistör modeli olarak kullanılmasına gelince, akım-gerilim özelliklerinde önemli bir fark olduğu için bu doğrudan yapılamaz.

MTP6N60E ve IRFBC40 transistör modellerinin verimli olduğu ve genel olarak bazı tipik yüksek güçlü MOS transistörlerin özelliklerini yansıttığı ve simülasyon için uygun olduğu kanıtlanmıştır. Gelecekte yerli alan etkili transistör modelleri oluşturmak için prototip olarak kullanılabilecek en başarılı modeller onların modelleridir. En basit yol, güvenilir bir referanstan gerçek bir cihazın özellikleriyle müteakip test ve karşılaştırma ile model parametrelerini seçmektir. OrCAD paketinin bir parçası olan PART MODEL EDITER programı kullanılarak basit bir KP805A modeli (prototip olarak IRFBC40 modeli kullanılarak) oluşturulabilir. Ve diyotu bağlayarak içindeki elektriksel arızayı hesaba katarsanız, tamamen "çalışabilir" bir model elde edersiniz.

BİR ALAN-FET TRANSİSTÖR MODELİNİN KANAL DİRENCİNİN KAPI GERİLİMİNE BAĞIMLILIĞI

Önceki örneğe benzer şekilde, KP312A transistörünün çıkış akım-voltaj özelliklerini oluşturuyoruz (Şekil 21, Tablo 9). Alan etkili transistörlerin düşük drenaj voltajında ​​sıfıra yakın oldukça simetrik kontrollü bir direnç bölgesine sahip olduğu grafiklerden görülebilir |Usi |<|Usu us | /2.

FET kanalları, direnci kapı voltajına bağlı olan neredeyse lineer dirençler gibi davranır. Boşaltma voltajının polaritesi tersine çevrilirse direncin doğrusallığı bozulmaz. Bu nedenle, alan etkili bir transistörde, doğru ve alternatif akım üzerinde çalışan değişken, elektrikle kontrol edilen bir direnç uygulamak mümkündür. Bu ilginç özellik, çeşitli otomatik kontrol sistemlerinde sıklıkla kullanılır. Bununla birlikte, bir kontrol p-n bağlantı noktasına sahip alan etkili transistörler için | Uzi | < | Usi | + 0,5 V koşulunun karşılanması gerektiği unutulmamalıdır.Aksi takdirde, ters drenaj voltajına maruz kaldığında, kontrol pn bağlantısının drenaj yakınındaki bölümü o kadar açık olacaktır ki, drenaj devresinde önemli bir doğrudan geçit akımı akarak direncin doğrusallığını ihlal edecektir. Silikon pn bağlantısındaki 0,5 V'u aşmayan ileri voltaj, önemli bir ileri akım oluşturmaz.

Bu bağlamda, transistör kanal direncinin kapı voltajına bağımlılığı ilgi çekicidir. Hadi inşa edelim. Böyle bir deneyin özelliği, alan etkili transistör kanalının direnç grafiğini doğrudan PSpice grafik son işlemcisinin ekranında görüntülemenin imkansız olmasıdır, ancak elektriksel eşdeğerini elde edebilirsiniz. Direnci elde etmek için boşaltma voltajını boşaltma akımı RDS=UD(J2)/ID(J2) ile bölün. Bu yöntem evrenseldir ve makro modeller de dahil olmak üzere diğer modellerdeki direnci ölçmek için kullanılabilir. Bu nedenle, A / V işlevine sahip bir voltaj bölücüye ve akımdan voltaja dönüştürücüye ihtiyacınız olacaktır.

Şimdi bir ölçüm şeması çizeceğiz (Şekil 22). Akım H1 (INUT) tarafından kontrol edilen bir voltaj kaynağı temelinde yapılan akım-gerilim dönüştürücü, alan etkili transistörün boşaltma devresine bağlı sıfır voltaj kaynağına paralel olarak ölçüm girişi ile bağlanır. Bu, akımı ölçerken PSpice'in gereksinimidir. Kapı voltajını (voltaj kaynağı V1) değiştirerek ve drenaj voltajının (voltaj kaynağı V3) farklı değerlerini ayarlayarak, KP312A alan etkili transistörün (gerilim bölücü çıkışı A / B) karşılık gelen kanal direnç özellikleri ailesini elde ederiz.

Modelleme için bir görev derlerken (Tablo 10), bölücüyü (Şekil 23) ayrı bir makro model olarak tasarlayalım. SUBCKT DIVIDE A B A/B, burada A ve B bölücünün girişleridir; A/B onun çıktısıdır. Bu, bölücüyü gelecekte çeşitli deneylerde yeniden kullanmamıza izin verecektir.

Direnci .TRAN direktifine göre geçici analiz modunda ölçeceğiz. Bu durumda, V1 kaynağının voltajı zamanla ve buna bağlı olarak transistörün boşaltma akımıyla orantılı olarak artacaktır. .STEP V3 LIST -0.5 0.5 1 1.5 2 direktifine göre drenaj voltajı, kontrollü direnç bölgesinde belirtilen listeye göre değişecektir (bkz. Şekil 21).

Drenaj voltajını bölücünün A girişine ve INUT çıkışından drenaj akımıyla orantılı voltajı B girişine uygularız. Bölücünün çıkışında, alan etkili transistör kanalının direnciyle orantılı bir voltaj alırız. Bu durumda, volt cinsinden voltaj, ohm cinsinden dirence ve kilovolt cinsinden - kiloohm cinsinden dirence karşılık gelir.

Simülasyon görevini çalıştırarak gerekli özellik ailesini elde ederiz (Şekil 24).

Grafiklerden, kapı voltajı bu model için -5 V olan kesme voltajına yaklaştıkça kanal direncinin arttığı görülebilir. Ve bu anlaşılabilir bir durumdur çünkü transistör kapanır. 0 ila -1,5 V aralığında, nispeten doğrusal bir direnç değişimi bölgesi ayırt edilebilir. Drenaj voltajı aynı zamanda kanal direncini de etkiler, drenaj voltajı arttıkça artar. Bu, alan etkili transistörlerin [3, 4] teorik ve pratik özellikleri ile iyi bir uyum içindedir. Bazı referans kitaplarında direnç grafikleri yerine iletkenlik bağımlılıkları verilmektedir. Açıkçası, bölücünün A ve B girişlerini değiştirirsek iletkenlik grafikleri elde ederiz.

FIETD TRANSİSTÖR MODELİNİN KANALININ DRENAJ AKIMINA BAĞIMLILIĞI

Önceki deneyi kullanarak, alan etkili transistör modelinin kanal direncinin drenaj akımına olan bağımlılıklarını çizdik. Uygun bir ölçüm şeması çizelim (Şek. 25). Burada her şey önceki durumdakiyle aynıdır, yalnızca drenaj devresine doğrusal olarak artan bir I1 akımı kaynağı ekleyeceğiz.

Direnç ölçümü, .TRAN direktifine göre geçici analiz modunda gerçekleştirilir. Bu durumda, I1 akım kaynağının akımı zamanla orantılı olarak ve buna bağlı olarak alan etkili transistörün boşaltma akımı artacaktır. Tabii ki, boşaltma voltajı da değişecektir. Drenaj voltajını bölücünün A girişine ve INUT çıkışından drenaj akımıyla orantılı voltajı B girişine uygularız. Bölücünün çıkışında, alan etkili transistör kanalının direnciyle orantılı bir voltaj alırız. Volt cinsinden voltaj, ohm cinsinden dirence ve kilovolt cinsinden kiloohm cinsinden dirence karşılık gelir.

Simülasyon görevini çalıştırarak (Tablo 11), eğrileri elde ederiz (Şekil 26) - istenen sonuç budur.

Grafiklerden, alan etkili transistörün kapısındaki kapanma voltajındaki bir artışla, olması gerektiği gibi kanal direncinin açıkça arttığı görülmektedir. Aynı zamanda, 0 ila -0,5 V arasındaki kapı voltajı aralığında, pratik olarak boşaltma voltajına bağlı değildir, bu nedenle bu koşullar altında FET kanalı doğrusal bir direnç gibi davranır.

ALAN TRANSİSTÖRÜNÜN GÜRÜLTÜ ÖZELLİKLERİ

Amplifikasyondan sonra iyi bir sinyal-gürültü oranı elde etmek gerektiğinden, yükseltici cihazları tasarlarken bileşenlerin gürültü özelliklerini hesaba katmak önemlidir. Gürültüye en büyük katkıyı aktif elemanların yaptığı bilinmektedir. İlk aşamada en az gürültülü aktif cihaz kurulursa, yükseltici cihazın gürültüsü küçük olacaktır. Alan etkili transistörler genellikle bu amaçlar için kullanılır.

Bir alan etkili transistörün doğal gürültüsü şartlı olarak termal, aşırı ve atış olarak ayrılabilir. Termal gürültü, yük taşıyıcıların kaotik hareketinden kaynaklanır, akım ve voltaj dalgalanmaları yaratır. FET'in orta çalışma frekanslarında, bu gürültü kaynağı ana olandır.

Düşük frekans bölgesinde aşırı gürültü (veya 1/f gürültü) hakimdir, yoğunluğu yaklaşık olarak frekansla ters orantılı olarak artar. Bu gürültünün kaynağı, malzemelerin elektriksel özelliklerinde ve yüzey durumlarında keyfi yerel değişikliklerdir. Büyük ölçüde teknolojinin mükemmelliğine ve hammaddelerin kalitesine bağlıdır, ancak prensipte tamamen ortadan kaldırılamaz. Kontrol p-n bağlantısına sahip modern alan etkili transistörler için, aşırı gürültü termal gürültüyü yalnızca 100 Hz'nin altındaki frekanslarda aşar, MOS transistörler için daha yoğundur ve 1 ... 5 MHz'in altındaki frekanslardan fark edilir şekilde kendini göstermeye başlar.

Atış gürültüsü kapı kaçak akımı tarafından üretilir. Alan etkili transistörler için nispeten küçüktür, bu nedenle genellikle dikkate alınmaz, ancak yüksek frekanslarda kapı kapasitansı önemli bir rol oynamaya başladığında fark edilebilir.

Alan etkili transistör modellerinin gürültü özelliklerini bir kontrol pn bağlantısıyla karşılaştırmaya bir örnek verelim: Japon J2N3824 ve yerli KP312A. Ölçüm devresinde (Şekil 27), transistör ortak bir kaynağa bağlıdır ve 1 kOhm dirençli bir yük üzerinde çalışır.

.AC ve .NOISE direktiflerinin yeteneklerini kullanarak, Su çıkışı (f), V12 / Hz çıkış gürültü voltajının spektral yoğunluğunu hesaplayacağımız bir modelleme görevi (Tablo 2) oluşturacağız.

Grafiklerden (Şekil 28), transistörlerin gürültü özelliklerine yakın olduğu görülebilir, bu nedenle, bu açıdan bakıldığında, KP312A transistörü, J2N3824'ün tam teşekküllü bir yedeğidir.

Dahili gürültü seviyesi hesaplanırken, çıkış değişkenlerinin adları standart bir forma sahiptir:

• INOISE - (Sin equiv(f))1/2'ye eşit, girişte eşdeğer gürültü voltajı veya akımı seviyesi;
• ONOISE - çıkıştaki gürültü voltajı seviyesi, (Su out(a))1/2'ye eşittir;
• DB(INOISE) - girişte desibel cinsinden eşdeğer gürültü voltajı veya akımı seviyesi;
• DB(ONOISE) - desibel cinsinden çıkış gürültü voltajı seviyesi.

Probe programında, iç gürültünün gerilim ve akım spektral yoğunluğunun karekökü V(INOISE), I(INOISE), V(ONOISE) olarak görüntülenir.

Her iki eğriyi de aynı grafik üzerinde çizmek için, modelleme görevinde iki görevi birbiri ardına koymak, arabelleği basitçe kopyalamak ve her bir parçaya ilgilenilen modelin adını koymak en kolay yoldur.

BSİT ÇIKIŞ VOLT-AMPERE ÖZELLİKLERİ

MOSFET'ler, yaygın olarak kullanıldıkları bir anahtar için ideale yakın özelliklere sahiptir. Bununla birlikte, modern güç dönüştürme cihazlarında anahtar gereksinimleri çok katıdır. Yüksek frekansta, yüksek akımda çalışmalı ve ekonomik olmalıdırlar. MOSFET'lerin ana dezavantajı, nispeten düşük izin verilen drenaj-kaynak voltajıdır. Ayrıca açık bir transistörün direnci bu voltajın karesiyle orantılı olarak artar. Yüksek güçlü yüksek voltajlı alan etkili transistörlerin en iyi örneklerinde, anma akımındaki doyma gerilimi sırasıyla birkaç volta ulaşır, daha fazla güç harcarlar. Bu bağlamda, bipolar transistörler alan transistörlerinden önemli ölçüde üstündür.

Tabii ki, bu cihazların özelliklerini tek bir pakette birleştirme fikri ortaya çıktı. Sonuç olarak, IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor - yalıtılmış gate bipolar transistor) adı verilen MOS kontrollü bir bipolar transistör yaratıldı. Yerli literatürde buna BSIT - iki kutuplu statik olarak indüklenen transistör denir.

Yapısal olarak LSIT, düşük voltajlı bir MOSFET tarafından kontrol edilen iki kutuplu bir transistördür (Şekil 29). Sonuç, alan etkili ve çift kutuplu transistörlerin avantajlarını birleştiren bir cihazdır. LSIT'lerin pratikte hiç giriş akımı yoktur, 20...50 kHz frekanslara kadar mükemmel dinamik özelliklere sahiptirler. İçlerindeki kayıplar, alan etkili transistörlerde olduğu gibi akımın karesiyle değil, akımla orantılı olarak büyür. LSIT toplayıcısındaki maksimum voltaj, yalnızca teknolojik arıza ile sınırlıdır.

Bugün, BSIT'ler 2000 V veya daha yüksek bir anma gerilimi için üretilmektedir. Anma akımında, doyma gerilimleri 2 ... 3 V'u geçmez. Tabloda. Şekil 13, bazı yaygın BLIT transistörlerinin elektriksel özelliklerini gösterir ve karşılaştırma için son satır, güçlü bir BUZ384 alan etkili transistörün parametrelerini gösterir.

İki kutuplu statik olarak indüklenmiş bir transistör APT30GT60 ve güçlü bir alan etkili transistör BUZ384'ün modellerinin bir çıktı özellikleri ailesi oluşturalım:

Şek. 30, 31 ölçü şemalarını ve tabloda göstermektedir. 14, 15 modelleme için görev metni verilir. Transistörlerin kapı voltajı, CVC ailesini oluşturan bir parametredir. 4,5 V'luk artışlarla 6 ila 0,5 V arasında değiştirilir ve kollektördeki (ve buna göre tahliye) voltaj 0 ila 50 V arasındadır.

Sonuç olarak, APT30GT60 LSIT modelinin (Şekil 32) ve BUZ384 alan etkili transistör modelinin (Şekil 33) çıkış özelliklerini elde ederiz.

Grafikler, modellerin gerçekten gerçek cihazların özelliklerini yansıttığını ve her iki cihaz da anahtarlama modunda çalıştığında LSIT'in alan etkili transistörlere göre üstünlüğünü gösterdiğini göstermektedir. Yani 10 A'lık bir akımda, APT30GT60 LSIT için doyma gerilimi yaklaşık 2,4 V ve BUZ384 alan etkili transistör için 5,6 V'dir. Açık durumda 2,3 A'lık bir akımda değerler sırasıyla yaklaşık 10 kat farklılık gösterir, APT30GT60 transistörü 2,3 kat daha az güç harcar.

BSİT'İN ANAHTARLAMA ÖZELLİKLERİ

Genellikle, anahtarlama modlarında çalışmak için iki kutuplu statik olarak indüklenen transistörler kullanılır. Endüktif bir yükle nasıl çalıştığını kontrol edelim (Şek. 34).

Girdiye dik bir cephe ve hafif bir azalma ile yamuk darbesi uygulayacağız. Modelleme görevi Tablo'da verilmiştir. 16 ve sonuçlar şek. 35.

Ortaya çıkan grafikler, endüktif bir yük üzerinde çalışan bir transistörün bir voltaj marjı ile seçilmesi gerektiğini bir kez daha doğrulamaktadır.

BİLEŞENLERİN MİKRODALGA MODELLERİNİ OLUŞTURMA

Elektronik bileşenlerin PSpice modelleri, küçük ve büyük sinyaller için statik ve dinamik, düşük frekanslı ve yüksek frekanslı olarak ayrılabilir. Böyle bir sınıflandırma, hesaplama maliyetleri bakımından farklılık gösteren ve modelleme sürecinde bir modelden diğerine geçişe izin veren hiyerarşik bir model dizisi düzenlemeyi mümkün kılar. Açıkçası, bu serideki en doğru ve çok yönlü olanı, büyük bir sinyalin dinamik yüksek frekanslı modelidir.

Büyük bir sinyalin dinamik modelleri, doğrusal olmayan denklemlerle tanımlanır ve daha fazla hesaplama süresi gerektirir. PSpice'de, bu tür modeller esas olarak DC modlarını hesaplamak ve geçişleri analiz etmek için kullanılır.

Küçük sinyaller için modeller çok daha basittir. Doğrusal denklemlerle tanımlanırlar. Genellikle sinyalin küçük artışları uygulandığında, cihazın CVC'si çalışma noktasının yakınında doğrusal olarak kabul edilebildiğinde hesaplamalarda kullanılırlar. PSpice'de bu tür modeller, frekans alanındaki hesaplamaların yanı sıra küçük sinyallerde doğru akım için hassasiyet ve transfer fonksiyonlarının hesaplanması için kullanılır.

Pasif ve aktif bileşenlerin yerleşik PSpice modelleri - dinamik büyük sinyal modelleri. Çok yüksek olmayan frekanslar için geçerlidirler. Bununla birlikte, radyo amatörleri mikrodalga aralığında uzun süredir ustalaştılar, bu nedenle, daha yüksek frekanslarda "çalışan" ayrı bileşenlerin modellerinin nasıl oluşturulacağını öğrenmek oldukça mantıklı - büyük bir sinyalin yüksek frekanslı dinamik modelleri.

100 MHz'in üzerindeki frekanslardaki hesaplamalar, çeşitli parazitik etkilerin (kurşun endüktansı, kurşundan-kurşuna kapasitans, vb.) dikkate alınmasını gerektirir. Küçük dirençli ayrık dirençler için, her şeyden önce uçların endüktansını hesaba katmak gerekir. İlk yaklaşımda, formülle hesaplanabilir Lv \u2d 4h[ In (0,75h / d) -1], burada h ve d sırasıyla cm cinsinden kurşun uzunluğu ve çapıdır, Lv nH cinsinden kurşun endüktansıdır. Çoğu zaman, hesaplamalarda, uçların doğrusal endüktansının yaklaşık olarak 200 nH / mm'ye eşit olduğu varsayılır. 10 MHz'in üzerindeki frekanslarda, uçların endüktif reaktansı 36 ohm'dan fazladır; bu, direncin nominal direnci küçükse önemli olabilir. Yüksek dirençli dirençler için, parametreler terminaller arası kapasitans St'den ciddi şekilde etkilenir. Ayrı bir direncin tam yüksek frekans modeli, şekil XNUMX'de gösterilmektedir. XNUMX.

Hibrit devrelerin film dirençlerinde ve entegre devrelerin yüksek frekanstaki difüzyon dirençlerinde parazit kapasitans dikkate alınmalıdır. Difüzyon rezistörü bir p-n bağlantısı ile izole edilmişse, bu, izolasyon bağlantısının doğrusal olmayan kapasitansıdır. Bu durumda yüksek sıcaklıklarda geçişin ters akımını da hesaba katmak gerekebilir. Son olarak, bazı durumlarda, bazı anlarda açılabiliyorsa, geçişin düzeltici özelliklerini de hesaba katmak gerekir.

Açıkça söylemek gerekirse, yüksek frekanslarda direnç, dağıtılmış bir RC hattı gibi davranır. Bununla birlikte, uzun hatların çok bölümlü modellerinin kullanılması pek tavsiye edilmez. Çok iyi - konsantre U şeklindeki model (Şek. 37, 38). Burada C, yalıtımın toplam kapasitansıdır. İki yarı kapasitör kapasitöre ayrılmıştır. D1 ve D2 diyotları aynıdır. Her birinin alanı, yalıtkan pn bağlantısının alanının yarısına eşittir. P - alt tabakanın çıktısı.

Ayrık kapasitörlerin yüksek frekanslı modellerinde, kayıp direnci r ve kurşun endüktansı Le ve bazı durumlarda, kapasitör zamanlama devrelerinde kullanıldığında, ayrıca kaçak direnci Ry dikkate alınmalıdır (Şekil 39). Bunları modellerken diyot modelleri kullanmalısınız.

Ayrık bir indüktörün yüksek frekanslı modelinde, sargı r'nin aktif direncini ve dönüşler arası kapasitans C'yi hesaba katmak gerekir (Şekil 40).

Dahili transistörlü modeller genellikle 30 ... 100 MHz frekanslara kadar geçerlidir. Şek. Şekil 41, bir çift kutuplu transistörün doğrusal olmayan bir yüksek frekans modelinin eşdeğer devresini göstermektedir. Burada C1-C3, R1-R3, transistörün terminalleri arasındaki eşdeğer kapasitans ve kaçak direncidir. Bu elemanlar, yalnızca transistör bir mahfaza içinde yapıldığında dahil edilir. LE0, LC0, LB0 - verici, toplayıcı ve tabanın sırasıyla çıkışlarının eşdeğer endüktansı. Ayrı bir direncin çıkış endüktansını hesaplamak için yukarıdaki formül kullanılarak hesaplanırlar.

Birkaç yüz megahertz'lik frekanslarda, en azından LE0 endüktansı her zaman hesaba katılmalıdır, çünkü yüksek akımda transistörün yayıcı direnci yaklaşık olarak aynı veya daha azdır.

Nano-henry birimlerini oluşturan LE ve LB, emitörü ve tabanı harici kablolara bağlayan iç iletkenlerin endüktansıdır. CCE ve CCB - vericinin ve tabanın ve toplayıcı kontağının sırasıyla temas pedleri arasındaki dahili kapasitans.

Yüksek frekans etkilerini hesaba katan bu tür eşdeğer devreler, makro model olarak tasarlanmakta ve geleneksel bileşen modelleri yerine kullanılmaktadır. 5 yılı için "Radio" No. 8-2000'deki "Simülasyon programları için Pspice modelleri" makalesine aşina olan okuyucuların, bu tür bileşenlerin makro modellerinin metinlerini kendi başlarına yazmalarının zor olmayacağına inanıyorum. Masada. Şekil 17, örnek olarak, yaklaşık 68135 GHz'lik bir frekansa kadar geçerli olan, CEL'den mikrodalga transistör NE5'in bir makro modelini göstermektedir.

Edebiyat

1. Yarı iletkenler: Diyotlar. Dizin. Ed. N.N. Goryunova. - M.: Energoatomizdat, 1985.
2. Yarı iletkenler: Orta ve yüksek güçlü transistörler. dizin. Ed. A. V. Golomedova. - M.: Radyo ve iletişim, 1989.
3. Ignatov A. N. Alan etkili transistörler ve uygulamaları. - M.: Radyo ve iletişim, 1984.
4. Lobachev LN Alan etkili transistörler. - M.: Radyo ve iletişim, 1984.

Yazar: O. Petrakov, Moskova

Diğer makalelere bakın bölüm Mikrodenetleyiciler.

Oku ve yaz yararlı bu makaleye yapılan yorumlar.

<< Geri

En son bilim ve teknoloji haberleri, yeni elektronikler:

Trafik gürültüsü civcivlerin büyümesini geciktiriyor 06.05.2024

Modern şehirlerde bizi çevreleyen sesler giderek daha keskin hale geliyor. Ancak çok az insan bu gürültünün hayvanlar dünyasını, özellikle de henüz yumurtalarından çıkmamış civcivler gibi hassas canlıları nasıl etkilediğini düşünüyor. Son araştırmalar bu konuya ışık tutuyor ve gelişimleri ve hayatta kalmaları açısından ciddi sonuçlara işaret ediyor. Bilim insanları, baklava sırtlı zebra yavrularının trafik gürültüsüne maruz kalmasının gelişimlerinde ciddi aksamalara yol açabileceğini buldu. Deneyler, gürültü kirliliğinin yumurtadan çıkmalarını önemli ölçüde geciktirebildiğini ve ortaya çıkan civcivlerin sağlığı geliştiren bir dizi sorunla karşı karşıya olduğunu göstermiştir. Araştırmacılar ayrıca gürültü kirliliğinin olumsuz etkilerinin yetişkin kuşlara da yayıldığını buldu. Üreme şansının azalması ve doğurganlığın azalması, trafik gürültüsünün yaban hayatı üzerindeki uzun vadeli etkilerini göstermektedir. Araştırma sonuçları ihtiyacı vurguluyor ... >>

Kablosuz hoparlör Samsung Müzik Çerçevesi HW-LS60D 06.05.2024

Modern ses teknolojisi dünyasında, üreticiler yalnızca kusursuz ses kalitesi için değil, aynı zamanda işlevselliği estetikle birleştirmek için de çabalıyorlar. Bu yöndeki en son yenilikçi adımlardan biri, 60 World of Samsung etkinliğinde tanıtılan yeni Samsung Music Frame HW-LS2024D kablosuz hoparlör sistemidir. Samsung HW-LS60D bir hoparlörden daha fazlasıdır; çerçeve tarzı ses sanatıdır. Dolby Atmos destekli 6 hoparlörlü sistem ve şık fotoğraf çerçevesi tasarımının birleşimi, bu ürünü her türlü iç mekana mükemmel bir katkı haline getiriyor. Yeni Samsung Müzik Çerçevesi, her ses seviyesinde net diyaloglar sunan Uyarlanabilir Ses ve zengin ses üretimi için otomatik oda optimizasyonu gibi gelişmiş teknolojilere sahiptir. Spotify, Tidal Hi-Fi ve Bluetooth 5.2 bağlantılarının yanı sıra akıllı asistan entegrasyonu desteğiyle bu hoparlör, beklentilerinizi karşılamaya hazır ... >>

Optik Sinyalleri Kontrol Etmenin ve Yönetmenin Yeni Bir Yolu 05.05.2024

Modern bilim ve teknoloji dünyası hızla gelişiyor ve her gün bize çeşitli alanlarda yeni ufuklar açan yeni yöntem ve teknolojiler ortaya çıkıyor. Bu tür yeniliklerden biri, Alman bilim adamlarının, fotonik alanında önemli ilerlemelere yol açabilecek optik sinyalleri kontrol etmenin yeni bir yolunu geliştirmesidir. Son araştırmalar, Alman bilim adamlarının erimiş silika dalga kılavuzunun içinde ayarlanabilir bir dalga plakası oluşturmasına olanak sağladı. Sıvı kristal katmanın kullanımına dayanan bu yöntem, bir dalga kılavuzundan geçen ışığın polarizasyonunu etkili bir şekilde değiştirmeye olanak tanır. Bu teknolojik atılım, büyük hacimli verileri işleyebilen kompakt ve verimli fotonik cihazların geliştirilmesi için yeni umutlar açıyor. Yeni yöntemle sağlanan elektro-optik polarizasyon kontrolü, yeni bir entegre fotonik cihaz sınıfının temelini oluşturabilir. Bu, büyük fırsatların önünü açıyor ... >>

Arşivden rastgele haberler Cyborg hamamböceği 19.03.2015 Texas A&M Üniversitesi'nden (ABD) bilim adamları, iki elektrotun böceğin bacaklarını kontrol eden sinirlere yönlendirildiği bir mikroçip ile bir hamamböceği donattı. Bu, "cyborg" un hareketlerini elektriksel darbeler yardımıyla kontrol etmeyi ve böceğin hareketini uzaktan kumandadan kontrol etmeyi mümkün kıldı. Laboratuar testlerinde araştırmacılar hamamböceğinin hareketlerini zamanın yaklaşık %70'inde ve saha testlerinde %60'a kadar kontrol edebildiler. Mikroçip, küçük bir lityum pille çalışır, böylece böceğin sırtına yerleştirilen "sırt çantasının" toplam kütlesi üç gramı geçmez. Bilim adamları, hamamböceklerinin vücut ağırlıklarının beş katı yük taşıyabilmelerine rağmen, sonunda bunun dayanıklılıklarını azaltabileceğini kaydetti. Bilim adamları, ulaşılması zor yerlerdeki hareketlerle mükemmel bir şekilde başa çıkacak minyatür robotlar gibi hamamböceklerini kullanmayı planlıyorlar, ayrıca gerekli verileri toplamak için vücutlarına kameralar ve sensörler takılabilir. Daha fazla araştırma, böceklerin elektriksel darbelerin etkilerine olası alışkanlığını ve komutları yerine getirmedeki olası başarısızlığı incelemeyi amaçlayacaktır.

Diğer ilginç haberler:

▪ Intel'den Yeni Nesil Ultrabook'lar

▪ Tablet tanı koyar

▪ USB kan testi cihazı

▪ Lamba elektriksiz çalışır

▪ Bir bardak su içinde göl

Bilim ve teknolojinin haber akışı, yeni elektronik

Ücretsiz Teknik Kitaplığın ilginç malzemeleri:

▪ site bölümü Kanatlı kelimeler, deyimsel birimler. Makale seçimi

▪ makale Risk faktörlerinin sınıflandırılması. Güvenli yaşamın temelleri

▪ makale Küvetteki su hangi yöne akıyor? ayrıntılı cevap

▪ makale Desmodium bağımlısı. Efsaneler, yetiştirme, uygulama yöntemleri

▪ makale Kısılabilir LED gece lambası. Radyo elektroniği ve elektrik mühendisliği ansiklopedisi

▪ makale Bitkiler elektriğe nasıl tepki verir? Radyo elektroniği ve elektrik mühendisliği ansiklopedisi

Bu makaleye yorumunuzu bırakın:

Bu sayfanın tüm dilleri

Arabic	Hebrew	Polish
Bengali	Hindi	Portuguese
Chinese	Italian	Spanish
English	Japanese	Turkish
French	Korean	Ukrainian
German	Malay	Vietnamese

Ana sayfa | Kütüphane | Makaleler | Site haritası | Site incelemeleri

www.diagram.com.ua
2000-2024